dördün faz modülasyonu QPSK (Dörtlü Faz Kaydırmalı Anahtarlama), RF salınımının fazının, adıma eşit bir adımla dört farklı değer alabildiği dört seviyeli bir faz modülasyonudur (M = 4 ).

π / 2 . Her biri	faz değeri	modüle edilmiş sinyal
iki bit bilgi içerir. Çünkü				mutlak
faz değerleri	önemli değil seç
± π4, ±3 π4 .	Uygunluk		değerler
modüle edilmiş sinyal ± π 4, ± 3 π 4			ve iletilen

00, 01, 10, 11 bilgi dizisinin dibitleri, Gray kodu (bkz. Şekil 3.13) veya başka bir algoritma tarafından ayarlanır. QPSK modülasyonu sırasında modüle edici sinyalin değerlerinin, BPSK modülasyonundan (aynı bilgi aktarım hızında) iki kat daha az değiştiği açıktır.

QPSK modülasyonu için karmaşık zarf g(t)

dördün bileşenleri,

(3.41), sayısal değerler alın ± 1 2 . nerede

karmaşık zarfın her bir sembolünün süresi, orijinal dijital modülasyon sinyalindeki sembollerin iki katıdır. Bilindiği gibi, çok seviyeli bir sinyalin güç spektral yoğunluğu, bir ikili sinyalin güç spektral yoğunluğu ile çakışmaktadır.

M = 4 ve dolayısıyla T s = 2T b . Buna göre, QPSK sinyalinin güç spektral yoğunluğu (için

pozitif frekanslar) denklemi (3.28) bazında şu ifade ile belirlenir:

P(f) = K× (	günah2
	p×(f -f		)×2×T

(3.51) denkleminden, QPSK sinyalinin güç spektral yoğunluğundaki ilk sıfırlar arasındaki mesafenin,

BPSK modülasyonu için. Başka bir deyişle, karesel QPSK modülasyonunun spektral verimliliği, BPSK ikili faz modülasyonunun iki katıdır.

						cos(ωc t )
	biçimlendirici
w(t)	şekillendirici
	dördün			toplayıcı
	bileşen
		BT)				günah(ωc t )
	biçimlendirici

Şekil .3.15. Dörtlü modülatör QPSK sinyali

Fonksiyonel diyagram kareleme QPSK modülatörü Şekil 3.15'te gösterilmiştir. Kod dönüştürücü, R hızında bir dijital sinyal alır. Kod dönüştürücü, kompleksin karesel bileşenlerini üretir.

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

Tablo 3.2'ye göre zarf, orijinalinden iki kat daha düşük bir hızda. Şekillendirme filtreleri, modüle edici (ve buna göre modüle edilmiş) sinyalin belirli bir frekans bandını sağlar. Dörtlü Bileşenler taşıyıcı frekansı frekans sentezleyici devresinden RF çarpanlarına gelin. Toplayıcının çıkışı, elde edilen modüle edilmiş QPSK sinyali s(t)'dir.

(3.40)'a göre.

Tablo 3.2

QPSK sinyalinin oluşumu

cos[θk ]

günah[θk ]

bileşen

I-bileşeni

BPSK sinyali gibi QPSK sinyali de spektrumunda bir taşıyıcı frekans içermez ve sadece uyumlu bir dedektör kullanılarak alınabilir. ayna yansıması modülatör devreleri ve

s(t)
		cos(ωc t )
					kurtarma
					dijital
		günah(ωc t )

BT)

Şekil .3.16. QPSK Dörtlü Demodülatör

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

Şekil 3.16'da gösterilmiştir.

3.3.4. Diferansiyel ikili faz modülasyonu DBPSK

Modüle edilmiş sinyalin spektrumunda temel olarak bir taşıyıcı frekansın olmaması, bazı durumlarda demodülatörün alıcıda haksız karmaşıklığına yol açar. QPSK ve BPSK sinyalleri, yalnızca uygulanması için sinyalle birlikte bir referans frekansının iletilmesi veya alıcıda özel bir taşıyıcı kurtarma şemasının uygulanması gereken tutarlı bir dedektör tarafından alınabilir. DBPSK (Diferansiyel İkili Faz Kaydırmalı Anahtarlama) diferansiyel biçiminde faz modülasyonu uygulandığında, dedektör devresinin önemli bir basitleştirilmesi sağlanır.

Diferansiyel kodlama fikri, bilgi sembolünün mutlak değerini değil, önceki değere göre değişimini (veya değişmemesini) iletmektir. Başka bir deyişle, her bir sonraki iletilen karakter, bir önceki karakter hakkında bilgi içerir. Bu nedenle, demodülasyon sırasında ilk bilgileri çıkarmak için, taşıyıcı frekansın modüle edilmiş parametresinin mutlak değil, göreli değerini bir referans sinyali olarak kullanmak mümkündür. Diferansiyel ikili kodlama algoritması aşağıdaki formülle tanımlanır:

dk=

m kå d k−1

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

burada ( m k ) orijinal ikili dizidir; (dk)-

elde edilen ikili dizi; Å, toplama modulo 2'nin sembolüdür.

Bir diferansiyel kodlama örneği Tablo 3.3'te gösterilmiştir.

								Tablo 3.3
Diferansiyel kodlama ikili
		dijital sinyal
(gün
(gün

Donanım diferansiyel kodlaması, ikili bilgi dizisindeki bir sembolün süresine eşit bir zaman aralığı ve bir modulo 2 ekleme şeması için bir sinyal gecikme şeması şeklinde uygulanır (Şekil 3.17).

		mantık diyagramı
		dk=
			m kå d k−1

gecikme hattı

Şekil .3.17. DBPSK sinyal diferansiyel kodlayıcı

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

Ara frekanstaki diferansiyel uyumlu olmayan DBPSK sinyal dedektörü Şekil 3.18'de gösterilmektedir.

Dedektör, alınan darbeyi bir sembol aralığı kadar geciktirir ve ardından alınan ve geciken sembolleri çarpar:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t )= 1 2 d k × d k −1 × .

Alçak geçiren bir filtre veya eşleştirilmiş bir filtre ile filtrelemeden sonra

Açıkçası, ne karmaşık zarfın zamansal şekli ne de spektral bileşim diferansiyel DBPSK sinyali, normal bir BPSK sinyalinden farklı olmayacaktır.

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

3.3.5. π/4 DQPSK Diferansiyel Dörtlü Faz Modülasyonu

π/4 DQPSK (Diferansiyel Dörtlü Faz Kaydırmalı Anahtarlama) modülasyonu, özellikle dört seviyeli QPSK sinyalleri için tasarlanmış bir diferansiyel faz modülasyonu şeklidir. Bu tip modülasyon sinyali, DBPSK modülasyon sinyalleri için tipik olduğu gibi, uyumlu olmayan bir dedektör ile demodüle edilebilir.

π/4 DQPSK modülasyonundaki diferansiyel kodlama ile DBPSK modülasyonundaki diferansiyel kodlama arasındaki fark şudur: göreceli değişiklik modüle edilmiş bir dijital sembol değil, modüle edilmiş bir parametre bu durum aşamalar. Modüle edilmiş bir sinyal üretme algoritması Tablo 3.4'te açıklanmıştır.

Tablo 3.4

π/4 DQPSK Sinyal Şekillendirme Algoritması

bilgilendirici
ny dibit
artış	ϕ = π4	ϕ = 3 π4	ϕ = -3 π4		ϕ = - π 4
faz açısı
Q bileşeni		Q = günah (θk ) = günah (θk − 1 +
I-bileşeni		ben = cos(θ k )= cos(θ k − 1 +

Orijinal bilgi dizisinin her bir bölümüne, taşıyıcı frekansın fazının bir artışı atanır. Faz açısı artışı π/4'ün katıdır. Bu nedenle mutlak faz açısı θ k bir adımla sekiz farklı değer alabilir.

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

π/4 ve karmaşık zarfın her bir kareleme bileşeni, beş olası değerden biridir:

0, ±1 2 , ±1 . Bir taşıyıcı fazdan diğerine geçiş, M = 8 için Şekil 3.13'teki durum diyagramı kullanılarak, dört pozisyondan taşıyıcı fazın mutlak değeri dönüşümlü olarak seçilerek tarif edilebilir.

π/4 DQPSK modülatörünün blok diyagramı Şekil 3.19'da gösterilmiştir. Orijinal ikili dijital modülasyon sinyali, kod-faz dönüştürücüye girer. Dönüştürücüde, bir sembol aralığı kadar bir sinyal gecikmesinden sonra, dibitin mevcut değeri ve taşıyıcı frekansın karşılık gelen faz artışı φ k belirlenir. BT

faz artışı, karmaşık zarfın karesel I Q bileşenlerinin hesaplayıcılarına sağlanır (Tablo 3.3). çıkış

I Q hesaplayıcıları beş seviyeli bir

	darbe süreli dijital sinyal, iki kez
			Q = cos(θk –1 + Δφ)			Şekillendirme filtresi
									cos(ωc t )
			Δφk
hafta(t)
			Dönüştürücü
			Δφk
									günah(ωc t )
			ben = günah(θk –1 + Δφ)			Şekillendirme filtresi
			Şekil .3.19. Bir π/4 DQPSK modülatörünün fonksiyonel diyagramı

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

orijinal ikili dijital sinyalin darbe süresinin aşılması. Daha sonra, karmaşık zarfın karesel I (t ), Q (t ) bileşenleri

şekillendirme filtresi ve yüksek frekanslı sinyalin kareleme bileşenlerini oluşturmak için yüksek frekanslı çarpanlara beslenir. Yüksek frekanslı toplayıcının çıkışında, tam olarak oluşturulmuş bir

π/4 DQPSK sinyali.

DQPSK sinyalinin π/4 demodülatörü (Şekil 3.20), modüle edici sinyalin karesel bileşenlerini tespit etmek için tasarlanmıştır ve DBPSK sinyal demodülatörününkine benzer bir yapıya sahiptir. Giriş RF sinyali r (t) = cos(ω c t + θ k ) ara frekansta

rI(t)

r(t)

Gecikme τ = Ts

Karar verici w(t) cihaz

Faz kayması Δφ = π/2

rQ(t)

Şekil .3.20. π/4 DQPSK IF demodülatörü

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

gecikme devresi ve RF çarpanlarının girişine beslenir. Her çarpanın çıkışındaki sinyal (yüksek frekanslı bileşenleri çıkardıktan sonra):

	r I (t )= cos(w c t + q k )× cos(w c t + q k -1 )= cos(Df k );
	r Q (t )= cos(w c t + q k ) × günah(w c t + q k −1 )= günah(Df k ).

Çözücü, her LPF'nin çıkışındaki temel bant sinyallerini analiz eder. Faz açısı artışının işareti ve büyüklüğü ve sonuç olarak alınan dibitin değeri belirlenir. Bir ara frekans demodülatörünün donanım uygulaması (bkz. Şekil 3.20), doğruluk ve kararlılık için yüksek gereksinimler nedeniyle kolay bir iş değildir. yüksek frekans devresi gecikmeler. Şekil 3.21'de gösterildiği gibi, modüle edilmiş sinyalin temel bant aralığına doğrudan aktarımı ile π/4 DQPSK sinyal demodülatör devresinin daha yaygın bir versiyonu.

r(t)						r11(t)				rQ(t)
					τ = Ts
	cos(ωc t + γ)		r1(t)			r12(t)					rI(t)
						r21(t)

günah(ωc t + γ)
	r2(t)
	r22(t)
	τ = Ts

Şekil .3.21. Temel bant π/4 QPSK demodülatörü

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

Modüle edilmiş sinyalin temel bant aralığına doğrudan aktarımı, tam olarak uygulamanıza olanak tanır

modüle edilmiş salınımın spektrumunun temel bant aralığına aktarılması. RF çarpanlarının girişlerine de beslenen referans sinyalleri, modüle edilmiş salınımın taşıyıcı frekansı ile fazda senkronize edilmez. Temel bandın bir sonucu olarak, alçak geçiren filtrelerin çıkışındaki sinyaller, sembol aralığı boyunca sabit olduğu varsayılan keyfi bir faz kaymasına sahiptir:

		(t )= cos(w c t + q k )× cos(w c t + g )= cos(q k - g);
	r 2 (t) \u003d cos (w c t + q k) × günah (w c t + g) \u003d günah (q k - g),

burada γ alınan ve referans sinyaller arasındaki faz kaymasıdır.

Demodüle edilmiş temel bant sinyalleri, çıkışlarında aşağıdaki sinyallerin yer aldığı iki gecikme devresine ve dört temel bant çoğaltıcıya beslenir:

r 11 (t )= cos(q k - g )× cos(q k -1 - g);
r 22 (t) \u003d günah (q k - g) × günah (q k -1 - g);
r 12 (t) \u003d cos (q k - g) × günah (q k -1 - g);

r 21 (t) \u003d günah (q k - g) × cos (q k −1 - g).

Çarpanların çıkış sinyallerinin toplanmasının bir sonucu olarak, isteğe bağlı bir faz kayması γ hariç tutulur, yalnızca taşıyıcı frekansın Δφ faz açısının artışı hakkında bilgi kalır:

k);

r I (t) \u003d r 12 (t) + r 21 (t) \u003d

R 12 (t)= cos(q k - g) × günah(q k -1 - g)+ r 21 (t)=

Günah(q k - g )× cos(q k −1 - g )= günah(q k - q k -1 )= günah(Dj k ).

Temel bant aralığında gecikme şemasının uygulanması ve

sonraki dijital işleme demodüle edilmiş sinyal, devrenin kararlılığını ve bilgi alımının güvenilirliğini önemli ölçüde artırır.

3.3.6. Dörtlü faz kayması modülasyonu

OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying), QPSK kareleme modülasyonunun özel bir durumudur. Bir QPSK sinyalinin taşıyıcı frekans zarfı teorik olarak sabittir. Bununla birlikte, modüle edici sinyalin bant genişliği sınırlı olduğunda, faz modülasyonlu sinyalin genliğinin sabitlik özelliği kaybolur. BPSK veya QPSK modülasyonu ile sinyal verirken, bir sembol aralığı boyunca fazdaki değişiklik π veya p 2 değeri olabilir. sezgisel

Anlık taşıyıcı faz atlaması ne kadar büyük olursa, sinyal spektrumu sınırlı olduğunda meydana gelen eşlik eden AM'nin o kadar büyük olduğu açıktır. Gerçekten de, faz değiştiğinde sinyal genliğinde anlık değişimin değeri ne kadar büyükse, bu zaman sıçramasına karşılık gelen spektrumun harmoniklerinin değeri de o kadar büyük olur. Başka bir deyişle, sinyal spektrumunu sınırlarken

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

sonuçtaki dahili AM'nin büyüklüğü, taşıyıcı frekansın anlık faz atlamasının büyüklüğü ile orantılı olacaktır.

Bir QPSK sinyalinde, Q ve I kanalları arasında bir Tb zaman sapması kullanarak maksimum taşıyıcı faz sıçramasını sınırlamak mümkündür, yani. eleman gir

T b'nin Q veya I kanalına gecikmeleri. kullanım

zaman kayması, gerekli faz değişikliğinin tamamının iki aşamada gerçekleşmesine neden olacaktır: ilk olarak, bir kanalın durumu değişir (veya değişmez), ardından diğerinin durumu. Şekil 3.22, modülasyon darbelerinin Q(t) ve I(t) sırasını göstermektedir.

geleneksel QPSK modülasyonu için kareleme kanalları.

Q(t)

BT)

ben(t–Tb)

2T

Şekil .3.22. QPSK ile I/Q kanallarında temel bant sinyalleri

ve OQPSK modülasyonu

Her darbenin süresi Ts = 2 Tb'ye eşittir. I veya Q'da herhangi bir sembol değiştiğinde taşıyıcı faz değişimi

FinePrint pdfFactory Pro deneme sürümü ile oluşturulan PDF http://www.fineprint.com

Dörtlü modülasyon ve özellikleri (QPSK, QAM)

Dörtlü faz kaydırmalı anahtarlamayı (QPSK) düşünün. Başlangıç ​​veri akışı dk(t)=d0, d1, d2,… iki kutuplu darbelerden oluşur, yani. dk, ikili bir ve ikili sıfırı temsil eden +1 veya -1 (Şekil 3.5.a) değerlerini alın. Bu darbe akışı, Şekil 2'de gösterildiği gibi, faz içi akış dI(t) ve kareleme - dQ(t) olarak bölünmüştür. 3.5.b).

dI(t)=d0, d2, d4,… (çift bitler)

dQ(t)=d1, d3, d5,… (tek bitler)

QPSK sinyalinin uygun bir ortogonal uygulaması, taşıyıcının sinüs ve kosinüs fonksiyonları üzerinde faz içi ve kareleme akışlarının genlik modülasyonu kullanılarak elde edilebilir.

Trigonometrik özdeşlikler kullanılarak s(t) aşağıdaki biçimde temsil edilebilir: s(t)=cos(2pf0t+u(t))). Şekil 2'de gösterilen QPSK modülatörü. 3.5.c), sinüsoidal ve kosinüs terimlerinin toplamını kullanır. Darbe akımı dI(t) için kullanılır genlik modülasyonu(genlik +1 veya -1 ile) kosinüs.

Bu, kosinüs dalgasının fazını 0 veya p ile kaydırmaya eşdeğerdir; bu nedenle sonuç bir BPSK sinyalidir. Benzer şekilde, darbe akışı dQ(t), öncekine dik bir BPSK sinyali veren bir sinüzoidi modüle eder. Bu iki ortogonal taşıyıcı bileşen toplandığında bir QPSK sinyali elde edilir. u(t)'nin değeri, s(t) için ifadede dI(t) ve dQ(t)'nin dört olası kombinasyonundan birine karşılık gelecektir: u(t)=0, ±900 veya 1800; sonuçtaki sinyal vektörleri, şekil 2'deki sinyal boşluğunda gösterilmektedir. 3.6. cos(2pf0t) ve sin(2pf0t) ortogonal olduğundan, iki BPSK sinyali ayrı ayrı tespit edilebilir. QPSK, BPSK'ya göre bir dizi avantaja sahiptir: QPSK modülasyonu ile, bir darbe iki bit iletir, ardından veri hızı ikiye katlanır veya BPSK şemasındaki ile aynı veri hızında bant genişliğinin yarısı kullanılır; ayrıca artan gürültü bağışıklığı, tk. darbeler iki kat daha uzundur ve bu nedenle BPSK darbelerinden daha güçlüdür.

Pirinç. 3.5.

Pirinç. 3.6.

Dörtlü genlik modülasyonu (KAM, QAM) düşünülebilir mantıksal devam QPSK, çünkü QAM sinyali ayrıca iki bağımsız genlik modülasyonlu taşıyıcıdan oluşur.

Dörtlü genlik modülasyonu ile, sinyalin hem fazı hem de genliği değişir, bu da kodlanmış bitlerin sayısını artırmayı ve aynı zamanda gürültü bağışıklığını önemli ölçüde artırmayı mümkün kılar. Sinyallerin karesel gösterimi, onları tanımlamanın uygun ve oldukça evrensel bir yoludur. Kuadratür gösterimi, salınımı iki ortogonal bileşenin - sinüzoidal ve kosinüs (eş fazlı ve karesel) doğrusal bir kombinasyonu olarak ifade etmekten oluşur:

s(t)=A(t)cos(scht + c(t))=x(t)sinscht + y(t)cosscht, burada

x(t)=A(t)(-sinц(t)),y(t)=A(t)cosц(t)

Bu tür ayrık modülasyon (anahtarlama), birbirine göre 900 kaydırılan taşıyıcılar üzerinde, yani iki kanal üzerinden gerçekleştirilir. karelemede (dolayısıyla adı).

Dört fazlı FM sinyallerinin (FM-4) oluşumu örneğini kullanarak kareleme devresinin çalışmasını açıklayalım (Şekil 3.7).

Pirinç. 3.7.

Pirinç. 3.8. 16

Kaynak dizisi ikili karakterler bir kaydırma yazmacının yardımıyla T süresi, kareleme kanalına (cossht) beslenen tek y darbelerine ve hatta - x, faz içi kanala (sinsht) gelene bölünür. Her iki darbe dizisi, çıkışlarında x(t) ve y(t) çift kutuplu darbe dizilerinin ±Um genliği ve 2T süresi ile oluşturulduğu ilgili anahtarlı darbe şekillendiricilerin girişlerine beslenir. x(t) ve y(t) darbeleri, çıkışlarında iki fazlı (0, p) FM salınımlarının oluştuğu kanal çarpanlarının girişlerine ulaşır. Topladıktan sonra FM-4 sinyalini oluştururlar.

Şek. 3.8. 2D sinyal alanı ve dikdörtgen bir dizide düzenlenmiş noktalarla gösterilen onaltılık QAM modülasyonlu bir sinyal vektörü seti gösterilmektedir.

Şek. 3.8. QAM ile sinyal uzayındaki sinyal vektörleri arasındaki mesafenin QPSK'dan daha büyük olduğu görülebilir, bu nedenle QAM, QPSK'ya kıyasla daha fazla gürültü bağışıklıdır,

Adından da anlaşılacağı gibi, dörtlü faz kaydırmalı anahtarlama (QPSK), ikili faz kaydırmalı anahtarlamanın (BPSK) bir modifikasyonudur. BPSK yönteminin aslında bir DSBSC modülasyonu olduğunu hatırlayın. dijital mesaj modülasyon sinyali olarak BPSK modülasyonu ile bilgilerin bit bit sırayla iletildiğini not etmek önemlidir. QPSK ayrıca DSBSC modülasyonunun bir varyasyonudur, ancak her zaman aralığında farklı bir taşıyıcı frekansı kullanılmadan iki bit iletilir.

QPSK bitlerinin çiftler halinde iletilmesi nedeniyle, iletim hızının BPSK'dakinden iki kat daha yüksek olduğu yanılsaması olabilir. Aslında, bir tekli bit dizisini bir çift bit dizisine dönüştürmek, iletim hızını zorunlu olarak yarı yarıya azaltır, bu da bir hız kazanımına izin vermez.

O halde bu modülasyon yöntemine neden ihtiyaç duyulmaktadır? QPSK yöntemiyle sinyal iletim hızının yarıya bölünmesi, radyo frekansı spektrumunun yarısını BPSK sinyalinden daha fazla işgal etmenizi sağlar. Bu, iletişim kanalındaki abone sayısını artırmayı mümkün kılar.

Şekil 1, uygulamanın bir blok şemasını göstermektedir matematiksel model QPSK modülatörü.

Modülatörün girişinde, bir "bit ayırıcı" kullanılarak veri akışından çift bitler (0, 2, 4 vb. numaralı) çıkarılır ve PSKI olarak adlandırılan bir BPSK sinyali oluşturacak şekilde taşıyıcı ile çarpılır. Aynı zamanda, veri akışından tek bitler (1, 3, 5 vb. olarak numaralandırılmış) çıkarılır ve PSK Q olarak adlandırılan ikinci bir BPSK sinyali oluşturmak için 90° kaydırılan aynı taşıyıcı ile çarpılır. Bu, QPSK modülatörünün çalışma prensibidir.

QPSK sinyalini iletmeden önce, iki BPSK sinyali basitçe birbirine eklenir ve aynı taşıyıcı frekansını paylaştıklarından bu sinyaller spektrumun aynı bölümünü işgal eder. Ancak taşıyıcıları 90º kaydırılan sinyalleri ayırmak için faz ayırıcılı bir alıcı gereklidir.

Şekil 2, QPSK demodülatörünün matematiksel modelinin uygulanmasının bir blok diyagramını göstermektedir.

Yukarıdaki şemada, iki BPSK sinyali, iki çoğaltıcı tabanlı dedektör tarafından bağımsız olarak ve eşzamanlı olarak demodüle edilir. Detektörlerin çıkışlarında, bir karşılaştırıcı kullanılarak bozulmadan temizlenen ve bir 2 bit paralel-seri dönüştürücü kullanılarak orijinal diziye birleştirilen orijinal verinin bit çiftleri görünür.

Her bir dedektörün her ikisini birden değil de yalnızca bir BPSK sinyalini nasıl aldığını anlamak için, DSBSC algılamasının faz kaymasına "duyarlı" olduğunu unutmayın. Bu nedenle, mesajın alınması, yalnızca verici ve alıcının taşıyıcı salınımları tam olarak aynı fazdaysa optimal olacaktır. 90º'lik bir faz uyuşmazlığı ile bir mesajın alınmasının imkansız hale geldiğine dikkat etmek önemlidir, çünkü yeniden oluşturulan sinyalin genliği sıfır olur. Başka bir deyişle, mesaj tamamen bastırılır.

QPSK demodülatörü bu durumu avantaja çevirir. Şekil 2'deki ürün dedektörlerinin tek bir taşıyıcı kullandığını, ancak dedektörlerden biri için taşıyıcının 90° kaydırıldığını unutmayın. Bu durumda, bir detektör diğer BPSK sinyalini bastırırken bir BPSK sinyalinden veri kurtarır ve ikinci detektör birinci BPSK sinyalini bastırırken ikinci BPSK sinyalini kurtarır.

2.4.4. BPSK, QPSK ve QAM modülasyon türlerinin uygulama örnekleri. Mobil teorinin temelleri ve kablosuz iletişim

2.4.4. Modülasyon türlerinin BPSK, QPSK ve QAM uygulamalarına örnekler

Tahsis edilen frekans aralığında bir geniş bant radyo sinyali oluştururken, OFDM sistemindeki taşıyıcının (tek bir taşıyıcı üzerinde doğrudan yayılmış spektrumlu bir sistemde) veya alt taşıyıcıların modülasyonu, kanal kodlayıcının çıkışından gelen bit darbeleri ile gerçekleştirilir. . Bu tür bitlerin sırası, faydalı bilgiler, hizmet bilgileri ve gerekli tüm kontrol bilgilerini içerir. Sözde spektral olarak verimli kullanırlar modülasyon türleri, yardımı ile m bitleri hakkında bir kerede bir mesajda bilgi iletmek mümkündür. Böyle bir mesaja sembol denir. Modülasyon tipine göre belirlenen minimum gerekli spektrum genişliği oluşturulur. Bir sembolde m bitten gelen bilgileri içeren spektral olarak etkili modülasyon türleri, bkz. m-konumsal ( m-ic) modülasyon sistemleri. Bu modülasyon yöntemleri, BPSK, QPSK, QAM ve bunların çeşitli varyantlarını içerir.

Faz modülasyonu BPSK ve QPSK

İkili faz kaydırmalı anahtarlamadaki radyo sinyali (ikili PM veya PM-2 olarak da adlandırılır) BPSK (İkili Faz Kaydırmalı Anahtarlama) şu şekilde temsil edilebilir:

Yani, modüle edilmiş sinyal, fazı iletilen +1 veya -1 sembolüne bağlı olarak aniden değişebilen harmonik salınımlar biçimine sahiptir.

Düşünmek özel durum, tipik olarak karakter şekli dikdörtgen olduğunda dijital iletim sistemlerinde kullanılır:

(2.18)

Böylece,

(3.18) sembolü ile modülasyon işleminin spektral güç yoğunluğu Fourier dönüşümü olarak hesaplanır:

Bu nedenle, radyo sinyalinin güç spektral yoğunluğu, doğrudan modüle edici sinyalin spektrumundan elde edilebilir:

ve bu durumda FM-2 radyo sinyalinin fiziksel spektrumu (yani sadece pozitif frekanslar için) şu şekildedir:

Farklı modülasyon yöntemleri için spektrumları daha fazla karşılaştırmak ve olası değerlerin aralığını artırmak için, karşılık gelen grafikleri oluştururken, spektrumu maksimum değerine göre normalleştiririz ve ordinat ekseni boyunca logaritmik bir ölçek kullanırız:

(2.20)

Burada bilgi aktarım hızının tanımı tanıtılmıştır, çünkü

FM-2 ile sembol süresi boyunca (saniye cinsinden) 1 bit iletilir. Ürün boyutsuzdur ve genellikle çeşitli modülasyon yöntemleri için spektrumları çizerken kullanılır.

Şek. 2.16, normalleştirilmiş değerde (2.19)'dan fiziksel spektral yoğunluğun fonksiyonunun bir grafiğini gösterir (grafikte, kısaca, harf ile gösterilir). İncelenen örnek için, grafik noktalı çizgi ile belirtilir ve gösterilir.

Bir QPSK (Dörtlü Faz Kaydırmalı Anahtarlama) sinyali için güç spektral yoğunluğu, bir BPSK sinyalinin spektral yoğunluğuna benzer şekilde elde edilebilir. Genellik için QPSK sinyalini şu şekilde yazalım:

nerede fonksiyonlar

modüle edici sinyalin eş fazlı ve karesel bileşenleri; darbe artık darbe süresinin iki katı bir süreye sahip tek içerir ve dizi orijinal dizinin bile sembolleridir. Burada, önceki durumda olduğu gibi, orijinal dizinin öğelerinin, b veya - b değerlerini eşit olasılıkla alan ayrık rastgele değişkenler olduğunu varsayacağız; ile elemanlar farklı değerler endeksler bağımsızdır.

(2.21)'deki her terim, FM-2 sinyalininkine benzer bir forma sahiptir ve yalnızca bir sembolün süresinin 2T olması bakımından farklılık gösterir. PM-2 sinyalinin spektral yoğunluğu formülünde v(t)'yi g(t) ile ve T C'yi 2TC ile değiştirirsek, QPSK sinyalinin spektral yoğunluğu için ifadeyi elde ederiz:

Bu fonksiyonun grafiği Şekil 1 de gösterilmiştir. 2.16 düz bir çizgi ile gösterilir ve gösterilir Gs2(f) . QPSK sinyalinin spektrumunun loblarının genişliği, aynı bilgi aktarım hızında PM-2 sinyalinin spektrumunun genişliğinin yarısıdır (çünkü sinüs argümanı iki kat daha büyük hale gelmiştir). Ancak yan lobların çürüme hızı aynı kalır. Ancak daha da önemlisi, çok konumlu sinyalin ana lobunun genişliği küçülür.

Pirinç. 2.16. Spektral yoğunluğun normalleştirilmiş değere bağımlılığı (f~f 0)/R6

G s (f) belirlemek için son formüle göre, spektrumun yan loblarının maksimum değerlerinin aşağıdaki gibi azaldığını vurguluyoruz. 1/(f- f 0 ) 2 . Birinci yan lob, taşıyıcı frekansında ana lobdan 13 dB daha düşüktür, ikincisi 18 dB daha düşüktür, vb. Yani, güç spektral yoğunluğu, taşıyıcı frekansından saparken nispeten yavaş azalır. Bu nedenle, bir temel sembolün dikdörtgen şeklindeki bu modülasyon yöntemi için bant dışı radyasyonun gücü oldukça büyüktür, bu bir dezavantajdır. bu türden Radyo sinyali.

FM-2 radyo sinyalinin fiziksel spektrumunun genişliği olarak, en yakın sıfırlar arasındaki ana lobun genişliği genellikle alınır, bu da Δf \u003d 2 / T s'ye eşittir, yani. nerede (f-f 0) Tc \u003d ±1. Bu bant, bu sinyalin gücünün yaklaşık %95'ini içerir.

Modülatör devresi en basitidir (Şekil 2.17, a). Modülasyon darbeleri, bir mantık 1 iletmek için +1 ve bir mantık 0 iletmek için -1 değerine sahip olabilir. İletilen mesajın bir biti, bir harmonik dalga formunda modüle edilmiş dalga formunun bir sembolüne karşılık gelir. 0 veya π. Böyle bir sembolün durumunu, Şekil 2'de gösterildiği gibi, durumların bir takımyıldızı olarak tasvir etmek uygundur. 2.17b.

QPSK (Dörtlü Faz Kaydırmalı Anahtarlama) modülasyonu, bir BPSK'nın +π/4'lük bir faz kaymasına ve -'ye sahip olduğu ikili bir BPSK yöntemi olarak düşünülebilir. π/4, ve diğeri +3π/4 ve - 3π/4 (veya +π /4, +7π/4,+3π/4 ve+5π/4 sırasıyla). Bu nedenle, bu tür modülasyon, dört seviyeli PSK (FM-4) olarak da adlandırılır. Bu modülasyon yöntemi ile modüle edilmiş sinyalin her bir sinyal parseli iki bite karşılık gelir. Örneğin, izin verin:

Bu yöntem, bir kareleme modülasyon şeması kullanılarak uygun bir şekilde uygulanmaktadır. İletilen seri bit akışı paralele dönüştürülür (örneğin, tek ve çift bitlere bölünür). Tek bitli bir akım modülatöre beslenir, burada da taşıyıcı frekans salınımlarının referans frekansının üretecinden (sentezleyici) beslenir. çünkü(ω 0 t) . Bu modülasyon kanalına faz içi denir ve harf ile gösterilir. ben. Çift bitli akış başka bir modülatöre beslenir. İkinci modülatör, birinci modülatör ile aynı referans frekansı ile sağlanır, ancak ilk aşamada -π / 2, yani salınımlar ile kaydırılır. Kosinüs ve sinüs ortogonal fonksiyonlar olduğundan, karesel oldukları söylenir. Bu nedenle, ikinci modülasyon kanalına kareleme denir ve Q harfi ile gösterilir. Pratikte, her iki modülasyon kanalı için referans frekansının salınımları aynı sentezleyiciden elde edilir. Bu, her iki kanaldaki referans frekansının ortak kararlılığını garanti eder. Kosinüs salınımları eş fazlı kanala beslenir ve salınımlar dörtte birlik bir ön gecikme ile kareleme kanalına beslenir. Hesaplamalarda, toplam salınımların genliği 1'e eşit olacak şekilde, her iki kanaldaki referans frekans salınımlarının genliklerini 1/√2'ye eşit olarak düşünmek uygundur. toplanır ve kareleme modülatörünün çıkış sinyali elde edilir. Modülatör devresi, Şek. 2.18.

Çünkü giriş akışı iki paralel olana bölünür, daha sonra aynı akış hızını korumak için paralel akışlardaki bit darbelerinin süreleri sırasıyla iki katına çıkarılır, paralel kanallardaki hız yarıya indirilir. Ek olarak, paralel akışlardaki bit darbelerine faz atlamaları sağlamak için, örneğin modüle edici darbelerin mantıksal 1 iletmek için +1 ve mantıksal bir 0 iletmek için -1 değeri olacak şekilde bipolar yapılırlar. Kareleme kanallarındaki modülasyon darbelerinin genlikleri ve ayrıca QPSK modülatörünün çıkışındaki dalgalanmalar yazılabilir:

Sembol başına iki bit iletildiğinden, sinyal takımyıldızı Şekil 1'de gösterildiği gibi görünecektir. 2.19.

İşaret takımyıldızında tüm sembol değerlerinin konumlarının orijinden eşit uzaklıkta olduğuna dikkat edilmelidir. Bu, tüm sembolik salınımların genliklerinin eşit olduğu anlamına gelir. Prensipte sembol değerlerinin karenin köşelerinde yer almasına gerek yoktur. Ayrıca bir daire içinde yer alabilirler. Faz kaymalarını küçülterek modülasyon kabiliyetini daha da karmaşık hale getirmenin mümkün olduğu da not edilebilir. Daha sonra her bir sembolde daha fazla bit iletilecek ve sinyal takımyıldızında daha fazla nokta olacaktır. Ancak, gürültünün etkisi altında alımdaki faz açılarını ayırt etmek daha zor olacaktır, bu nedenle, sembolleri alırken hatalı kurtarma olasılığı artar.

Dörtlü genlik modülasyonu QAM

Dörtlü genlik modülasyonu KAM - QAM (Dörtlü Genlik Modülasyonu) hizmet eder! sembollerde çok sayıda bit içeren modülasyon örneği. Bu nedenle, daha fazla durum elde edilebilir. 16-QAM adı, sinyal takımyıldızı başına 16 durum anlamına gelir ve 64-QAM, 64 durum anlamına gelir. QAM, genlik ve faz modülasyonunu birleştirir. Çıkış dalga biçimleri, faz kaydırmalı anahtarlamada olduğu gibi kareleme kanallarının modüle edilmiş sinyallerinin eklenmesiyle oluşturulur, ancak şimdi her iki taşıyıcı da genlik olarak modüle edilir. Paralel akışta darbe sinyalleri tek kutupludur. Mantık 1, ±A m sinyaline karşılık gelir. (eksi işareti, modüle edilmiş salınımların faz değişimine karşılık gelir: π ;) ve mantıksal 0, sıfır düzeyine karşılık gelir. Ayrıca, mantıksal 1, modülatörün çıkışında bir genlik ile salınımlar yaratır. bir m, ve mantıksal 0 salınımlar oluşturmaz. Çıkış sinyali böylece hem fazda hem de genlikte modüle edilecektir (daha kesin olarak manipüle edilecektir). Seriden paralele dönüştürmeden sonra giriş bit akımı çok seviyeli bir darbe sinyaline dönüştürülürse, modülatörün çıkışında, çok seviyeli genlikli faz kaydırmalı osilasyonlar elde edilecektir. QAM modülatör devresi çalışma prensibi olarak QPSK devresi ile örtüşmektedir (bkz. Şekil 2.15). Tek fark, seriden paralele akış dönüştürücüde, bit sembollerinin çok seviyeli bir dönüşümünün gerçekleştirilmesidir. Bugüne kadar, 256 veya daha fazla duruma sahip QPSK modülatörleri oluşturma tekniğine hakim olunmuştur.

Bu modülasyon yöntemiyle bir kanal sinyal sembolü aşağıdaki eşitlikle temsil edilebilir:

bu kanal sembolünün karmaşık genliği nerede, m = 1, 2,...,M. Bu sinyalin bir sinyal takımyıldızını oluştururken, karmaşık genliğin gerçek ve sanal kısımlarını kullanmak daha uygundur:

nerede bir m ve ben- QAM sinyal takımyıldızının m. noktasının koordinatları.

Şek. 2.20, sinyal takımyıldızı KAM-16'yı göstermektedir (daha fazla sayıda durum çizimi karmaşıklaştıracaktır).

Pirinç. 2.20. QAM sinyal takımyıldızı

Bu sinyalin farklı kanal sembollerinin farklı enerjilere sahip olduğuna dikkat edilmelidir; farklı sinyal noktaları arasındaki mesafenin de farklı olduğu ortaya çıkıyor. Sonuç olarak, alıcıda karakter karışıklığı olasılığı farklı karakterler farklı olduğu ortaya çıkıyor.

Böyle bir sinyalin bir kanal sembolü n = kayıt 2 m bilgi bitleri. Özellikle, ne zaman m=16 n=4 var. Bu nedenle, eğer hala bir bitin süresinin eşit olduğunu varsayarsak, o zaman KAM sinyalinin bir kanal sembolünün süresi eşittir. TKK = n T c Bu nedenle, bu sinyali oluştururken, bilgi bit akışı n bitlik bloklar halinde gruplandırılmalıdır. Her bloğa bir kanal sembolü atanmalıdır. Böyle bir yazışmanın kurulmasına sinyal kodlaması denir.

Şek. 2.20, sinyal takımyıldızı, sinyal noktalarının bulunduğu düğümlerde bir kare veya kare kafes şeklindedir. Bu, sinyal takımyıldızının tek olası biçimi değildir ve her zaman en iyisi değildir. Sinyal takımyıldızları, örneğin, büyük m değerleri için gerekli olduğu ortaya çıkan bir haç veya daire şeklinde olabilir.Koordinatların merkezinden olan mesafe, salınım genliğinin seviyesine karşılık gelir. AT modern sistemler bu parametrenin bağlantı değerleri 1024'ü geçebilir.

Büyük m değerleri için, tamsayıları kullanarak sinyal noktalarının olası koordinat kümelerini ayarlamak, sinyal noktalarını orijinden numaralandırmak daha kolaydır. Örneğin, Şekil 2'de gösterilen kare sinyal ızgarası için. 2.20, notasyonu girebilirsiniz bir dakika ve bmin orijine en yakın noktaların koordinatları için. Ardından, tüm komşu noktalar her eksen boyunca aynı mesafelere sahipse, kalan noktaların koordinatları, ilişkiler kullanılarak en yakın noktaların koordinatlarının değerleri cinsinden ifade edilebilir:

burada indeksler k ve I tamsayı değerleri alır. Örneğin, Şekil 2'deki takımyıldızı için. 2.20 indeks değerleri sete aittir (-3, -1, +1, +3). Bu sinyal takımyıldızının tüm noktalarının kümesi, matris kullanılarak belirtilebilir:

QAM sinyalinin spektrum genişliği yaklaşık olarak m-ary PM sinyalininkiyle aynıdır. Yine de Bu taraftan modülasyon daha az bit hatası şansı sağlayabilir iletilen bilgi ve bu nedenle bazen tercih edilir. Bununla birlikte, QAM sinyalinin genliği uzun sürdüğü için not edilmelidir. çeşitli anlamlar, daha sonra bu modülasyon yönteminin kullanımına, iletim kanalının doğrusallığı gereksinimlerinde bir artış eşlik eder.

Spektrumların ortogonalliğinden dolayı, alt taşıyıcı spektrumlarının yan loblarının küçük bir kalıntısının mevcudiyeti, ayırt edilebilirlik kalitesi üzerinde çok az etkiye sahiptir, bu nedenle, yan lobları sınırlayan alt taşıyıcı kanallarındaki filtreler için gereksinimler çok katı olmayabilir. , bu onların devrelerini basitleştirir ve maliyeti düşürür. Toplam sinyalden alıcıdaki alt taşıyıcıların seçimi, hızlı Fourier dönüşümü kullanılarak gerçekleştirilir. Az sayıda alt taşıyıcı alan bir kullanıcının trafiği, Fourier dönüşümü için daha az hesaplama kaynağı gerektirir, bu da zaman ve iletim maliyetinden tasarruf sağlar.

Farklı modülasyon yöntemleri, farklı sinyal-gürültü oranlarıyla farklı iletim hızları elde etmenizi sağlar. Kullanım daha fazlasını sağlar yüksek hız iletim, ancak daha büyük bir sinyal-gürültü oranı gerektirir. Bu nedenle, yakınlarda bulunan kullanıcılar için bu yöntemin kullanılması tavsiye edilir. Baz istasyonu. Uzaktan, daha düşük sinyal-gürültü değerlerinde çalışmayı sağlayan QPSK ve BPSK kullanılır.İletim koşulları değiştiğinde (sinyal-gürültü oranı - S/N) sistem otomatik olarak bir modülasyon türünden diğerine geçer . Uygulamanın şematik kapsamı Farklı yollar Mesafeye bağlı modülasyonlar şekil 2'de gösterilmiştir. 2.21.

Pirinç. 2.21. Modülasyon yöntemlerinin koşullu uygulama alanları

Kodlama oranları çeşitli tipler modülasyon: BPSK - 1/2, QPSK - 1/2. 3/4, 16 QAM - 1/2, 2/3. 3/4, 64 QAM - 2/3, 3/4.

Masada. 2.1, 802.16, 802.16-2004 ve 802.16e standartlarına göre karşılaştırmalı verileri gösterir.

Tablo 2.1. 802.16, 802.16-2004 ve 802.16e standartları için karşılaştırmalı veriler

Seçenekler	802.16	802.16-2004	802.16e
Menzil	10-66 GHz	11 GHz'in altında	11 GHz'in altında
Kullanım Şartları	Görüş Hattı	Doğrudan ve dolaylı görünürlük	Doğrudan ve dolaylı görünürlük
İletim hızı	32,0-134.4 Mb/sn	1.0-75.0 Mb/sn
adım modülasyonu	QPSK, 16 QAM. 64 QAM, tek taşıyıcı	QPSK, 16 QAM, 64 QAM, tek taşıyıcı. Veya QPSK, 16QAM. 64QAM. 256 QAM, isteğe bağlı BPSK OFDM
dubleks aralık	TDD/FDD	TDDA/GG	TDD/FDD
Çizginin genişliği	20.25 ve 28 M1ts	Değişken 1.25-20 MHz	Değişken 1.25-20 MHz
Tipik kapsama yarıçapı	2-5 km	4-6 km	4-8 km

Kullanıcıya (teorik olarak) sistemde mümkün olan en yüksek hızı sağlayacak tüm alt taşıyıcılar verilebilir (örn. 75 veya 134 Mbps). Bunun, sistemin iletim için sağlayabileceği maksimum oran olduğu anlaşılmalıdır. Bu içerir ve bilgi trafiği, ve kontrol ve sinyal kanalları vb. Kullanıcı trafiğinin gerçek aktarım hızı elbette daha düşük olacaktır. Örneğin, kullanıcı trafiği için 256 frekans alt taşıyıcısı sağlanırken yalnızca 192 alt taşıyıcı tahsis edilebilir, 8 pilot sinyaller için ayrılır ve 56 koruma aralığı olarak boş bırakılır. Pilot sinyal seviyesi, diğer alt taşıyıcılardan 2,5 dB daha yüksektir. Alt taşıyıcıların 256 alt taşıyıcı çerçevesindeki dağılımı Şekil 2'de görülebilir. 2.22.

Pirinç. 2.22. Alt taşıyıcı tahsisi

Koruma aralıklarında, taşıyıcılar yayılmaz ve iletim gerçekleşmez. Alt taşıyıcı aralığının ortasında, frekans bandının ortası anlamına gelen DC sıfır taşıyıcı (merkez taşıyıcı) vardır. Üzerinde radyasyon yoktur.

Her kullanıcıya alt taşıyıcıların yalnızca bir kısmı atanabilir. Bu şekilde, kullanıcılar arasında alt taşıyıcılar (802.16-2004) tahsis edebilir veya onları dinamik olarak yeniden tahsis edebilir (802.16e), onlara ihtiyaç duydukları aktarım hızlarını sağlayabilirsiniz.

Şek. 2.23, 1, 2, 3 vb. kullanıcıların olası trafik dağılımını zaman ve alt taşıyıcılar üzerinden gösterir. Trafik alt taşıyıcılarının koşullu dağılımı, koruma aralıkları, pilotlar vb. gösterilmeden gösterilir.

WiMAX sisteminde, hizmetlerin kullanımı için ödeme türlerinden birinin yalnızca sağlanan frekans bantları veya sağlanan iletim hızı için bir ücret olacağı varsayılmaktadır.

OFDM uygulaması çok etkili yöntem karşı savaşmak semboller arası girişim sinyalin yansıyan ve zaman gecikmeli kopyalarının üst üste bindirilmesinden kaynaklanır. Bit patlamasının süresi NT b olduğundan, çoğuşmanın süresine kıyasla girişimden etkilenen çoğuşma süresinin oranı, diğer modülasyon yöntemleriyle, çoğuşma süresinin T'ye eşit olduğu duruma göre çok daha az hale geldi. b. Mesajın zarar görmemiş kısmının enerjisi, mesajın doğru şekilde onarılması için yeterli hale gelir. Bir bit mesajının zaman içinde uzatılması, girişimin ortalama istatistiksel zamanından çok daha büyük olacak şekilde seçilir.

OFDM sinyalinin birkaç dikkate değer özelliği vardır. İlk olarak, toplam işgal edilen bant genişliği minimumdur. Bu nedenle sisteme tahsis edilen frekans bandında azami sayı alt taşıyıcılar. İkincisi, toplam sinyalin spektrumu geniştir ve böyle bir sinyal tüm özelliklere sahiptir. geniş bant sinyalleri. Bu nedenle, çok yollu bir ortamda parazitle etkin bir şekilde başa çıkılabilir. OFDM sinyalinin olumlu yönleri burada bitmiyor. Spektrum geniş olduğu için, spektrumun tamamı değil, sadece küçük bir alanı, herhangi bir zamanda enterferans nedeniyle derin sönümlemeye maruz kalabilir. Bu durumda, bozulma sadece etkilenen alt taşıyıcıları modüle eden semboller için, yani bilginin sadece bir kısmı için meydana gelecektir. Bununla birlikte, belirli bir frekansla kanal kalitesinin bir kontrolünü düzenlersek (örneğin, iletim sırasında tanıtılan özel bitleri kullanarak), o zaman operasyonel bilgi her frekans bölümünde kanalın kalitesi hakkında. Bu nedenle, alt taşıyıcı başına gücü önemli ölçüde azaltarak ayarlamak mümkündür. Negatif etki girişim veya seçici girişim.

BPSK'nın en yüksek gürültü bağışıklığına sahip olduğu iletişim teorisinden bilinmektedir. Ancak bazı durumlarda iletişim kanalının gürültü bağışıklığını azaltarak artırmak mümkündür. verim. Ayrıca hata düzeltici kodlama kullanıldığında sistemin kapsadığı alanı daha doğru bir şekilde planlamak mümkündür. mobil iletişim.

Dört konumlu faz modülasyonu, taşıyıcı dalganın fazının dört değerini kullanır. Bu durumda, (25) ifadesi ile tanımlanan sinyalin y(t) fazı dört değer almalıdır: 0°, 90°, 180° ve 270°. Ancak diğer faz değerleri daha yaygın olarak kullanılır: 45°, 135°, 225° ve 315°. Dörtlü faz modülasyonunun bu tip temsili Şekil 1'de gösterilmektedir.

Şekil 1. Bir QPSK sinyalinin kutup diyagramı

Aynı şekil, taşıyıcı dalganın fazının her bir durumu tarafından iletilen bitlerin değerlerini gösterir. Her durum aynı anda iki bit iletir kullanışlı bilgi. Bu durumda, bitlerin içeriği, bir alım hatası nedeniyle taşıyıcı dalganın fazının komşu durumuna geçişin tek bir bitten fazla hataya yol açmayacağı şekilde seçilir.

Tipik olarak, bir QPSK modülasyon sinyali oluşturmak için bir kareleme modülatörü kullanılır. Bir kareleme modülatörü uygulamak için iki çarpana ve . Çarpanların girişleri, doğrudan NRZ kodunda giriş bit akışlarıyla beslenebilir. böyle bir modülatör Şekil 2'de gösterilmektedir.

Şekil 2. yapısal şema QPSK-NRZ modülatörü

Bu durumda giriş bit akışının iki biti bir sembol aralığı boyunca iletildiğinden, bu tip modülasyonun sembol hızı sembol başına 2 bittir. Bu, modülatörü uygularken, giriş akışının iki bileşene bölünmesi gerektiği anlamına gelir - faz içi bileşen I ve kareleme bileşeni Q. Sonraki blokların senkronizasyonu sembol hızında gerçekleştirilmelidir.

Böyle bir uygulama ile modülatörün çıkışındaki sinyal spektrumu hiçbir şekilde sınırlandırılmadan elde edilir ve yaklaşık şekli Şekil 3'te gösterilmektedir.

Şekil 3. Bir NRZ sinyali tarafından modüle edilen bir QPSK sinyalinin spektrumu

Doğal olarak, bu sinyal kullanılarak spektrumda sınırlandırılabilir. bant geçiren filtre modülatörün çıkışında açılır, ancak bu asla yapılmaz. Nyquist filtresi çok daha verimli çalışır. Nyquist filtresi kullanılarak oluşturulan QPSK sinyalinin kareleme modülatörünün blok şeması Şekil 4'te gösterilmektedir.

Şekil 4. Nyquist filtresi kullanan bir QPSK modülatörünün blok şeması

Nyquist filtresi yalnızca aşağıdakiler kullanılarak uygulanabilir: dijital teknoloji, bu nedenle, Şekil 4'te gösterilen devrede, kareleme modülatöründen önce, dijital-analog dönüştürücü(DAC). Nyquist filtresinin bir özelliği, referans noktaları arasındaki aralıklarda, girişindeki sinyalin olmaması gerektiğidir, bu nedenle girişinde, yalnızca referans noktaları zamanında çıkışına bir sinyal veren bir darbe şekillendirici vardır. . Zamanın geri kalanında çıkışında sıfır sinyali vardır.

Nyquist filtresinin çıkışında iletilen dijital sinyalin formunun bir örneği Şekil 5'te gösterilmektedir. yüksek frekans ayrıştırma.

Şekil 5. Dört konumlu faz modülasyonu QPSK ile bir Q sinyalinin zamanlama diyagramına bir örnek

Radyo sinyalinin spektrumunu daraltmak için vericide bir Nyquist filtresi kullanıldığından, sinyalde sadece sinyal noktalarında semboller arası bozulma olmaz. Bu, Şekil 6'da gösterilen Q sinyalinin göz diyagramında açıkça görülmektedir.

Şekil 6. Modülatörün Q girişindeki sinyalin göz diyagramı

Nyquist filtresinin kullanılması, sinyal spektrumunu daraltmanın yanı sıra üretilen sinyalin genliğinde bir değişikliğe yol açar. Sinyalin referans noktaları arasındaki aralıklarda, genlik ya nominal değere göre artabilir ya da neredeyse sıfıra düşebilir.

Hem QPSK sinyalinin genliğindeki hem de fazındaki değişiklikleri izlemek için bir vektör diyagramı kullanmak daha iyidir. Şekil 5 ve 6'da gösterilen aynı sinyalin vektör diyagramı Şekil 7'de gösterilmiştir.

Şekil 7 α = 0,6 olan bir QPSK sinyalinin vektör diyagramı

QPSK sinyalinin genliğindeki değişiklik, modülatörün çıkışındaki QPSK sinyalinin osilogramında da görülebilir. Şekil 6 ve 7'de gösterilen sinyalin zaman diyagramının en karakteristik bölümü Şekil 8'de gösterilmektedir. Bu şekilde, modüle edilmiş sinyal taşıyıcının genliğinde hem düşüşler hem de nominal seviyeye göre değerinde bir artış açıkça görülmektedir. gözle görülür.

Şekil 8. α = 0.6 olan bir QPSK sinyalinin zamanlama diyagramı

Şekil 5 ... 8'deki sinyaller, yuvarlama faktörü a = 0.6 olan bir Nyquist filtresinin kullanılması durumunda gösterilmektedir. ile bir Nyquist filtresi kullanırken düşük değer Bu katsayının, Nyquist filtresinin dürtü yanıtının yan loblarının etkisi daha güçlü bir etkiye sahip olacak ve Şekil 6 ve 7'de açıkça görülebilen dört sinyal yolu tek bir sürekli bölgede birleşecektir. Ek olarak, nominal değere göre sinyal genliği yükselmeleri artacaktır.

Şekil 9 – α = 0.6 ile QPSK sinyalinin spektrogramı

Sinyalin genlik modülasyonunun varlığı, bu tür bir modülasyonu kullanan iletişim sistemlerinde oldukça doğrusal bir güç yükselticisinin kullanılması gerektiği gerçeğine yol açar. Ne yazık ki, bu tür güç amplifikatörlerinin verimliliği düşüktür.

Minimum frekans aralığına sahip frekans modülasyonu, yayındaki dijital radyo sinyalinin kapladığı bant genişliğini azaltmanıza olanak tanır. Bununla birlikte, bu tür bir modülasyon bile, modern mobil radyo sistemleri için tüm gereksinimleri karşılamamaktadır. Genellikle, radyo vericisindeki MSK sinyali ek olarak geleneksel bir filtre ile filtrelenir. Bu nedenle, havada daha da dar bir radyo frekansı spektrumuyla başka bir modülasyon türü ortaya çıktı.

Edebiyat:

1. "Radyo alıcılarının tasarımı" ed. AP Sievers - M.: "Yüksek Okul" 1976 s.6
2. Palshkov V.V. "Radyo alıcıları" - M.: "Radyo ve iletişim" 1984 s. 32

"Dört konumlu faz modülasyonu (QPSK)" makalesiyle birlikte şunları okuyun:

http://site/UGFSvSPS/modul/DQPSK/

http://web sitesi/UGFSvSPS/modul/BPSK/

http://site/UGFSvSPS/modul/GMSK/

http://site/UGFSvSPS/modul/FFSK/