V rádiových prijímacích zariadeniach (RPU) nahradili technológiu lámp polovodičové zariadenia. Bipolárne tranzistory teda umožnili drasticky znížiť veľkosť a hmotnosť zariadenia, spotrebu energie zo zdroja atď. .
Použitie tranzistorov s efektom poľa môže zlepšiť mnohé parametre rádiových prijímačov. Takže použitie vlastnosti štvorcového zákona prenosovej charakteristiky tranzistora s efektom poľa umožňuje znížiť nelineárne a krížové skreslenie vo vstupných stupňoch rádiofrekvenčných zosilňovačov (RF zosilňovač). FET mixéry sú lepšie ako konvenčné tranzistory v šumovom čísle, krížovej modulácii a LO harmonických. Obvody AGC využívajúce tranzistory s efektom poľa prakticky nespotrebúvajú energiu a je ľahké dosiahnuť rozsah nastavenia až do 60 dB.
Všetky tieto vlastnosti tranzistorov s efektom poľa viedli k veľkému záujmu vývojárov rádiových prijímacích zariadení.
PARAMETRE VODivosti tranzistora poľa PRI VYSOKÝCH FREKVENCIÁch
Tranzistory s efektom poľa používané v rádiových prijímačoch UHF a UHF možno považovať za lineárne aktívne štvorportové siete, pretože v akomkoľvek spínacom obvode pri nízkych úrovniach zosilnených napätí sa nelinearita statických charakteristík FET neobjaví. Vlastnosti PT ako štvorportovej siete možno opísať pomocou parametrov H, Z alebo Y.
V budúcnosti budeme používať systém parametrov Y, pretože v tomto prípade sa pri analýze činnosti zosilňovacích stupňov ukážu matematické výpočty ako najjednoduchšie.
Výberom vstupného a výstupného napätia ako nezávislých premenných získame nasledujúce rovnice pre štvorportovú sieť:
kde 
- vstupná vodivosť štvorportovej siete so skratovaným výstupom; 
- spätná vzájomná vodivosť na skratovanom vstupe; 
- priama vzájomná vodivosť štvorportovej siete so skratovaným výstupom; 
- výstupná vodivosť štvorportovej siete so skratovaným vstupom.
Vyjadrime vodivosť štvorpólovej siete cez prvky ekvivalentného obvodu PT (obr. 1)
(4)
(5)
Reťazec r až -C až (obr. 1) je aproximáciou reálnej siete s distribuovanými parametrami umiestnenými medzi kanálom a bránou.
stôl 1
Ryža. 1. Ekvivalentný obvod tranzistora riadeného poľom.
Vyššie uvedené výrazy pre parametre Y platia pre obvod so spoločným zdrojom; pre ostatné spínacie obvody tranzistora s efektom poľa: so spoločným hradlom a spoločným kolektorom - možno ich určiť z tabuľky. 1.
REZONANČNÉ ZOSILŇOVAČE
Rezonančné zosilňovače na tranzistoroch s efektom poľa sa z hľadiska konštrukcie obvodu takmer nelíšia (okrem predpätia) od podobných zosilňovačov na konvenčných tranzistoroch. Používajú rovnaké medzistupňové komunikačné schémy: transformátor, autotransformátor a kapacitný.
Vzhľadom na vysokú vstupnú impedanciu FET je však vhodné pripojiť obvod hradla priamo na oscilačný obvod predchádzajúceho stupňa. V tomto ohľade pri výpočte kaskád rezonančných zosilňovačov na FET môžete použiť výrazy získané pre zosilňovače na bipolárnych tranzistoroch, pričom vstupnú vodivosť tranzistora s efektom poľa g v = 0 a spínací faktor obvodu brány do oscilačného obvodu predchádzajúceho stupňa m 2 = 1 (čo platí pre frekvencie menšie ako 0,7f g, kde f g = S / (2πC s.s))
Potom je zisk stupňa na rezonančnej frekvencii
(7)
kde m1 = U1/U2 (obr. 2);
- aktívna vodivosť obvodu pri rezonančnej frekvencii;
ísť von- výstupná vodivosť tranzistora predchádzajúceho stupňa.
S prihliadnutím na výraz (7) možno šírku pásma vypočítať podľa vzorca
kde d- daná úroveň čítania (zvyčajne 0,7); δe = g 0 ω p L- ekvivalentné tlmenie oscilačného obvodu;
g 0 = g K0 + m 1 2 g von
Kaskádová selektivita
l/y = (l + ξ 2) 0,5, (9)
kde ξ - zovšeobecnené rozladenie.
Ryža. 2. Schéma rezonančného zosilňovača s autotransformátorovou väzbou.
Rezonančný zisk stupňa pre danú šírku pásma
(10)
kde S- kapacita oscilačného obvodu.
Na obr. 2 je znázornená schéma rezonančného zosilňovača s autotransformátorovou väzbou na tranzistoroch s efektom poľa. Reťaz Rf Cf je oddeľovací filter. Pri absencii tohto filtra by striedavé zložky odberového prúdu tranzistora, pretekajúceho cez napájací zdroj E c, vytvorili na jeho vnútornom odpore striedavé napätie, ktoré sa mení s frekvenciou signálu, čo by mohlo viesť k nestabilnej prevádzke tranzistora. zosilňovač. Odpor odporu Rf je taký, že úbytok jednosmerného napätia na ňom nepresiahne 0,5-1 V. Kapacita kondenzátora Cf je zvolená tak, aby jeho odpor voči vysokofrekvenčným prúdom bol 10-20-krát menší ako odpor rezistora R f.
Rezistor R 2 sa používa na vytvorenie automatického predpätia, získaného prietokom konštantnej zložky zdrojového prúdu cez R 2.
Kondenzátor C3 blokuje rezistor R2 pri vysokej frekvencii, takže pri frekvencii zosilnených kmitov nedochádza k negatívnej spätnej väzbe.
Výstupný odpor tranzistora s efektom poľa je desiatky až stovky kiloohmov, teda rovnakého rádu ako u bipolárnych tranzistorov. Preto je kolektor tranzistora T1 s efektom poľa pripojený k časti oscilačného obvodu tak, aby ho neobišiel.
REZONANČNÉ ZOSILŇOVAČE S NEUTRALIZÁCIOU
Pri popise rezonančnej kaskády na FET sa nebral do úvahy vplyv vnútornej spätnej väzby cez kapacitu C c.s. Ak je záťaž v drenážnom obvode oscilačný obvod, potom prítomnosť tejto spätnej väzby môže viesť k strate stability zosilňovača (v limite samobudenia).
Z tohto dôvodu sa pri prevádzke na vysokých frekvenciách prijímajú opatrenia na elimináciu nežiaducej vnútornej spätnej väzby neutralizáciou, nesúladom alebo použitím kaskádových tranzistorov.
Ryža. 3. Schéma rezonančného frekvenčného zosilňovača s neutralizáciou.
Treba poznamenať, že pomer Cg / Cg a v PT je o 1-2 rády väčší ako pomer Cb.c / Cb.e v bipolárnych tranzistoroch. Preto je rozdiel v množstve spätnej väzby. Preto sa neutralizačný obvod, ktorý sa úspešne používa pre bipolárne tranzistory, ukazuje ako neúčinný pre tranzistory s efektom poľa. Okrem toho medzielektródové kapacity tranzistorov s efektom poľa závisia od napätí na elektródach. Preto pri zmene režimu DC DC budú porušené neutralizačné podmienky splnené pre tento pracovný bod.
Ukazuje sa, že výkonový zisk neutralizovaného rezonančného stupňa v režime prispôsobenia je:
(11)
kde g v, g pr, ísť von- aktívne zložky vodivosti tranzistora; Y 21 a Y 12- vstup tranzistora.
Keďže prezentácia princípov činnosti obvodov na tranzistoroch MOS je nad rámec tohto článku, upozorníme len na to, že rezonančné zosilňovače je vhodné vykonávať na dvojbránových tranzistoroch s efektom poľa (MOS tetrodes) KP306 resp. Typy KP350. Zároveň nie je potrebné neutralizovať priepustnú kapacitu, pretože pre takéto tranzistory je to 0,02-0,035 pF. Okrem toho prítomnosť dvoch riadiacich elektród umožňuje široké použitie MOS tetrodov vo frekvenčných meničoch, zosilňovačoch s AGC atď.
KASKODOVÉ ZOSILŇOVAČE
Ďalším spôsobom, ako znížiť vplyv vnútornej spätnej väzby cez priechodný kondenzátor, aby sa zvýšil stabilný zisk, ako aj zlepšenie pomeru signálu k šumu, je kaskádové pripojenie tranzistorov s efektom poľa.
Cascode obvod pozostáva z dvoch stupňov zapojených do série, pričom vstupná vodivosť druhého slúži ako záťaž prvého tranzistora. Typicky je prvý stupeň so spoločným zdrojom a druhý je stupeň so spoločnou bránou. Pri tejto kombinácii má prvý stupeň, zaťažený vysokou vodivosťou druhého, zosilnenie napätia blízke jednotke, vďaka čomu má veľkú rezervu stability. Na druhej strane obvod so spoločným zdrojom má výrazné zvýšenie výkonu, čo pomáha znižovať hlučnosť dvojstupňového zosilňovača. Druhý stupeň so spoločnou bránou, ktorý má veľké stabilné zosilnenie, umožňuje získať požadované napäťové zosilnenie.
Ryža. 4 Cascode obvody.
a - sekvenčné prepínanie kaskádových kódov; b - paralelné kaskádové pripojenie
Na obr. 4 znázorňuje dva kaskádové FET obvody. Jeden z nich (obr. 4, a) obsahuje dva FETy zapojené do série na jednosmerný prúd, druhý je vyrobený podľa schémy paralelného napájania.
Zosilňovač (obr. 4, a) vyžaduje asi dvojnásobok napätia zdroja, ale spotrebuje asi polovicu prúdu ako obvod s paralelným napájaním tranzistorov (obr. 4, b). Navyše sériovo napájaný obvod má menej častí ako paralelne napájaný obvod.
Aby sa zvýšila účinnosť zosilňovača kaskády (s dostatočne veľkou rezervou stability), medzi tranzistory je zaradený prispôsobovací obvod (obr. 4, a), tvorený indukčnosťou L2, výstupnou kapacitou tranzistora T1 a vstupom kapacita T2. Tento obvod je posunutý výstupnou vodivosťou tranzistora T1 a vstupnou vodivosťou tranzistora T2, vďaka čomu má veľmi nízky faktor Q. Preto prvý stupeň nemôže poskytnúť veľké napäťové zosilnenie. Ak je však obvod naladený na pracovné frekvencie, kde sa zhoršuje zosilňovacia schopnosť tranzistorov, tak vďaka tomu je obvod schopný mierne zvýšiť zosilnenie. Pri vysokých frekvenciách teda môžete získať približne rovnaký zisk ako pri nižších.
FREKVENČNÉ MENIČE
Hlavné požiadavky na frekvenčný menič sú nasledovné:
prevodník by mal mať čo najnižšie šumové číslo. Táto požiadavka je obzvlášť dôležitá, keď v prijímači nie je rádiofrekvenčný zosilňovač a prevodník pracuje priamo zo vstupného obvodu;
zosilnenie meniča by malo byť čo najväčšie a čo najmenej závisieť od ladiacej frekvencie prijímača;
konvertor by mal vytvárať čo najmenší počet dodatočných prijímacích frekvencií a relatívny útlm príjmu na nich by mal byť čo najväčší;
parametre meniča by sa nemali výrazne meniť pre všetky systematické a náhodné variácie prvkov obvodu.
V bodoch 1 a 3 sú prevodníky na tranzistoroch s efektom poľa o niečo lepšie ako podobné obvody prevodníkov postavené pomocou bipolárnych tranzistorov.
Zvážte činnosť frekvenčného meniča na PT znázornenom na obr. 5, a.
Ryža. 5 Schematické schémy frekvenčných meničov, a - so samostatným lokálnym oscilátorom; b - s kombinovaným lokálnym oscilátorom.
Brána prijíma predpätie E cm, signálové napätie Uinx a napätie lokálneho oscilátora U g. Aby sa predišlo interakcii medzi obvodmi naladenými na rôzne frekvencie, heterodynový vstup je vyrobený podľa vyváženého obvodu.
Odtokový prúd v takomto zmiešavacom okruhu za predpokladu prenosovej charakteristiky štvorcového zákona
kde K = Cμ / 2L2 ≈ 10-3, S- kapacita medzi hradlovým terminálom a kanálovým terminálom; μ - pohyblivosť elektrónov v povrchovej inverznej vrstve; L- dĺžka kanála; U v a U g- amplitúda signálu a lokálneho oscilátora.
Analýza výrazu (12) ukazuje, že zberný prúd pozostáva z konštantnej zložky, zložiek s frekvenciami ω a ω g, druhých harmonických 2ω a 2ωg, zložky s celkovou frekvenciou (ω + ωg) a užitočnej zložky medzifrekvencie. pridelené obvodom C 5 L 4 ... Amplitúda zložky odtokového prúdu so strednou frekvenciou
Ja p. ples = KU v U g (13)
FET mixéry prekonávajú bipolárne tranzistorové mixéry v krížovej modulácii a LO harmonickom šume. Ako je možné vidieť z (12), tvoria sa iba druhé harmonické a zložky s frekvenciami zodpovedajúcimi súčtu a frekvenčnému rozdielu vstupných signálov. K poslednému uvedenému dochádza iba vtedy, ak je kolísanie napätia na hradle obmedzené na rozsah, v ktorom sa strmosť zvyšuje lineárne so zvyšujúcim sa napätím hradla, t.j. je pozorovaná druhá mocnina prenosovej charakteristiky.
Maximálny povolený výkyv napätia brány je:
(14)
Sklon mixéra
S cm = KU g. (15)
V uvažovanom obvode zmiešavača sa na bránu privádza iba polovica napätia lokálneho oscilátora. Ak je napätie signálu nízke, napätie miestneho oscilátora pokrýva celý rozsah prípustných napätí hradla a sklon zmiešavača sa rovná
(16)
Z výrazu (15) je zrejmé, že strmosť zmiešavača je priamo úmerná amplitúde lokálneho oscilátora. Túto vlastnosť možno použiť na automatickú reguláciu zosilnenia: keď sa amplitúda LO znižuje, zosilnenie mixéra klesne na nulu. Ak je napätie lokálneho oscilátora nízke, potom napätie signálu môže pokryť celý rozsah prípustných napätí hradla.
Na obr. 5, b je znázornená schéma frekvenčného meniča s kombinovaným lokálnym oscilátorom, ktorý je vyrobený podľa obvodu autotransformátoru. Podmienka fázového vyváženia je zabezpečená čiastočným zapojením oscilačného obvodu v zdrojovom obvode a amplitúdové vyváženie je zaistené vhodnou voľbou miesta pripojenia. Dvojslučkový filter zahrnutý v obvode kolektora FET a naladený na frekvenciu f np pre prúd s frekvenciou lokálneho oscilátora je prakticky skratový, a preto neovplyvňuje činnosť lokálneho oscilátora. Na druhej strane, oscilačný obvod lokálneho oscilátora tiež predstavuje skrat pre prúdy s frekvenciou f pr Reťazec R1C1 slúži na vytvorenie negatívneho predpätia v obvode brány.
AGC NA POĽNÝCH TRANSISTOROCH
Tranzistory s efektom poľa možno použiť vo väčšine regulátorov, v ktorých sa používajú bipolárne tranzistory a polovodičové diódy:
Nastavenie zisku zmenou DC režimu DC (zmena sklonu S);
- riadenie zosilnenia zahrnutím PT, používaného ako premenlivý odpor, do obvodu zápornej spätnej väzby;
- riadenie zosilnenia pomocou riadených atenuátorov (UA) na tranzistoroch s efektom poľa zahrnutých v medzistupňovom komunikačnom obvode.
Konštrukcia riadených kaskád (AGC) podľa prvého spôsobu sa uskutočňuje privedením riadiaceho napätia do obvodu hradla, čo vedie k zmene sklonu riadeného FET. V tomto prípade sa realizuje jedna z významných výhod FET - vysoká vstupná impedancia. Na rozdiel od obvodov AGC, vyrobených na bipolárnych tranzistoroch, takéto obvody na tranzistoroch s efektom poľa prakticky nespotrebúvajú energiu zo zdroja riadiaceho napätia.
Pre všetky typy tranzistorov s efektom poľa sa idealizovaný sklon lineárne znižuje so zmenou hradlového napätia (pri približovaní sa k Uoff) a nezávisí od odtokového napätia, ak je pracovný bod v rovnej oblasti odtokových charakteristík. Na zabezpečenie prevádzky v tejto oblasti je potrebné, aby odpor jednosmernej záťaže zapojenej sériovo s napájaním do odtokového obvodu jednosmerného prúdu bol malý.
Hranice ovládania zosilnenia zmenou režimu FET sú obmedzené na jednej strane maximálnou hodnotou strmosti a na druhej strane teplotnou nestabilitou parametrov tranzistora pri nízkych odberových prúdoch a nelineárnych skresleniach, ktoré sa môžu v tomto režim s veľkými signálmi.
Pre tranzistory s efektom poľa typu KP103 dosahuje pomer S max / S min 15-25.
Na obr. 6 je znázornená schéma jednoduchého AGC na FET, v ktorom je zosilnenie riadené zmenou režimu tranzistora. Práca takejto schémy je nasledovná. S nárastom úrovne signálu na vstupe prijímača sa zvyšuje napätie na výstupe detektora D, ktorý má kladnú polaritu. Cez RfCf filter je toto napätie privádzané na hradlo tranzistora T1 s efektom poľa a posúva jeho pracovný bod do oblasti nižších prúdov, v dôsledku čoho klesá zosilnenie riadeného stupňa. Parametre AGC filtra (RfCf) vo vysielacích prijímačoch sú zvolené tak, aby pre najnižšiu modulačnú frekvenciu (Ωmin) napätie audio frekvencie na kondenzátore Cf neprekročilo približne jednu dvadsatinu napätia na záťaži detektora, tj (1 / Ω min Cf) = 0,05Rf. Preto je časová konštanta AGC filtra RfCf = 20 / Ω min. Časová konštanta AGC filtra by nemala byť príliš veľká, pretože v tomto prípade zmena napätia na kondenzátore Cf nebude držať krok so zmenami v úrovni signálu na vstupe detektora. Preto v prítomnosti slabnutia počas príjmu na krátkych vlnových dĺžkach povedie práca AGC k zhoršeniu kvality príjmu, a nie k jeho zlepšeniu.
Riadenie zosilnenia je možné vykonať pomocou tranzistora s efektom poľa ako premenlivého odporu v obvode negatívnej spätnej väzby. Na obr. 6b znázorňuje schematický diagram zosilňovacieho stupňa, v ktorom sa zosilnenie nastavuje zmenou hĺbky negatívnej striedavej spätnej väzby pomocou tranzistora T3 s efektom poľa.
Ryža. 6. Schémy AGC na PT.
a - zosilňovací stupeň s AGC; b - zosilňovací stupeň s AGC a dynamickou záťažou v obvode emitora; c - jednočlánkový atenuátor; d - dvojčlánkový atenuátor.
V tomto obvode je na zabezpečenie konštantného predpätia v obvode emitora bipolárneho tranzistora T1 zapojený tranzistor T2 s efektom poľa. Rovnaký tranzistor slúži ako dynamické zaťaženie obvodu emitora, ktorý poskytuje maximálny rozsah AGC. Tento obvod implementuje rozsah riadenia zisku okolo 60 dB.
Vlastnosti tranzistorov s efektom poľa umožňujú ich použitie v štvorportových sieťach s riadeným prenosovým koeficientom, ktoré sú zahrnuté v medzistupňovom komunikačnom obvode. V porovnaní s podobnými obvodmi na bipolárnych tranzistoroch a diódach umožňujú riadené atenuátory na tranzistoroch s efektom poľa zvýšenie prípustnej amplitúdy signálu, zníženie výkonu spotrebovaného v riadiacom obvode a vytváranie obvodov, v ktorých prakticky neprechádza žiadne riadiace napätie do obvodu signálu.
Na obr. 6, c je znázornená schéma deliča s použitím rozdielového odporu PT kanála v nastaviteľnom ramene. Tranzistory s efektom poľa s p-n-prechodom sú v obvodoch tohto typu oveľa pohodlnejšie, pretože majú takmer symetrické charakteristiky odtoku vzhľadom na pôvod v priamych a inverzných spojeniach a nevyžadujú konštantné predpätie.
Z obr. 6, c vyplýva, že koeficient prenosu atenuátora
(17)
kde g 1- rozdielna vodivosť PT kanála; g v je vstupná vodivosť následného zosilňovacieho stupňa.
Pri nastavovaní sa prevodový pomer mení od
ak nerovnosti vydržia g imax >> g in a g imax >> 1 / R
Tieto nerovnosti sú zvyčajne dobre splnené, ak je na vstupe stupňa zahrnutý riadený atenuátor, vykonávaný na tranzistore s efektom poľa. V tomto prípade je maximálna hĺbka nastavenia
(18)
Vzhľadom na to, že gin stupňa na tranzistore s efektom poľa je malý, je možné zvoliť R o 1,5-2 rády viac ako v riadených atenuátoroch pripojených na vstup bipolárnych tranzistorov. To umožňuje dosiahnuť väčšiu hĺbku nastavenia.
Maximálna hĺbka nastavenia, vyjadrená prostredníctvom pasových hodnôt parametrov tranzistora s efektom poľa,
(19)
Ak vezmeme do úvahy, že S max = 2I c0 / U op, závislosť (19) sa môže transformovať:
(20)
Napríklad pri R = 15 kOhm vám jednočlánkový atenuátor na tranzistore s efektom poľa KP103M umožňuje získať hĺbku ovládania približne 40 dB pri Rn = 1 MΩ.
Na dosiahnutie hlbšieho nastavenia (až 60 dB a viac) sa používajú dvojčlánkové a trojčlánkové tlmiče. Na obr. 6, d je znázornená schéma dvojčlánkového atenuátora na báze tranzistorov KP103M s efektom poľa.
PRAKTICKÉ SCHÉMY RÁDIOVÝCH PRIJÍMAČOV NA TERÉNNYCH TRANSISTOROCH
Za prvý príklad použitia tranzistorov s efektom poľa v rádiových prijímačoch uvažujme HF blok stereo FM prijímača (model TEM-1000) americkej firmy Fisher Radio. Poskytuje odstup signálu od šumu a dynamický rozsah signálu nad 120 dB a hodnoty skreslenia, ktoré spĺňajú požiadavky vysokokvalitného prijímacieho zariadenia.
Prijímač umožňuje prijímať signály v rozsahu od 1,5 μV do 0,5 V bez skreslenia.
Veľký dynamický rozsah prijímača je dosiahnutý vďaka použitiu nových polovodičových komponentov.
Medzi anténu a UHF vstup je zapojená kolíková dióda. Funguje ako ľahko nastaviteľný atenuátor, ktorého faktor útlmu je funkciou vstupného signálu.
V dvoch nastaviteľných UHF stupňoch sú použité tranzistory s efektom poľa, čo zaisťuje lineárny pokles zisku so zvýšením amplitúdy prijímaného signálu.
Schematický diagram vysokofrekvenčnej časti prijímača je na obr. 7. Jednotka TEM-1000 má štyri HF rezonančné obvody (namiesto obvyklých troch), z ktorých dva sú spojené do kvalitného pásmového filtra, čím sa dosahuje vysoká UHF selektivita.
Napätie AGC pôsobí na oba stupne UHF (T1 a T2), pričom mení predpätie na bránach tranzistorov. Tranzistory T1-T3 typu TR5528 s efektom poľa je možné nahradiť domácimi KP303 (alebo KP305); - tranzistor T4 typu AF124 - tranzistor GT313A.
Ďalšia praktická schéma infračerveného rádiového prijímača s použitím tranzistorov s efektom poľa je na obr. osem . Tento prijímač pracuje vo frekvenčnom rozsahu 30-150 kHz a má dostatočne kvalitné indikátory:
Ryža. 7. UHF jednotka na PT.
Ryža. 8. Schéma infračerveného prijímača.
Pre pohodlie prispôsobenia vstupného obvodu a implementácie režimu AGC je prvý stupeň rádiového prijímača vyrobený podľa schémy aperiodického rádiofrekvenčného zosilňovača založeného na tranzistore KP103E s efektom poľa. Ďalší tranzistor s efektom poľa (T3) sa používa v režime s premenlivým odporom (atenuátor), riadený napätím z výstupu AGC detektora. Toto kombinované oneskorené AGC je z hľadiska účinnosti ekvivalentné s posilneným AGC.
V uvažovanom prijímači je vysoká účinnosť regulátora dosiahnutá najmä úplným pripojením obvodu k AGC detektoru, uskutočnenému na dióde D2. V tomto obvode je to možné vďaka vysokej vstupnej impedancii detektora v dôsledku vysokej vstupnej impedancie FET. Tieto vlastnosti konštrukcie obvodu poskytujú malé posunutie obvodu L8, C25, ako aj zosilnenie detektora AGC, blízke jednote.
V prvej fáze (T1) sa vykonáva režim AGC s hĺbkou asi 25 dB. Širší rozsah nastavenia (35 dB) poskytuje druhý nastaviteľný prvok - tranzistor s efektom poľa T3, ktorý sa používa v režime riadeného atenuátora.
Obvod využíva FET s nízkymi medznými napätiami, ktoré umožňujú dosiahnuť vysokú strmosť riadiacej charakteristiky AGC a zjednodušiť obvod. Režim maximálneho zosilnenia stupňa na tranzistore T1 zodpovedá napätiu na hradle rovnajúcemu sa nule, čo umožňuje upustiť od automatického predpätia a tým trochu zvýšiť účinnosť režimu AGC.
- Tranzistory s efektom poľa. Fyzika, technológia a aplikácia. Za. z angličtiny vyd. S.A. Mayorová. M., "Sovietsky rozhlas", 1971.
- Sevin L. Tranzistory s efektom poľa. M., "Sovietsky rozhlas", 1968.
- Gozling V. Aplikácia tranzistorov s efektom poľa. M., "Energia", 1970.
- Arslanov M. 3., Ryabkov V. F. Rozhlasové prijímače. M., "Sovietsky rozhlas", 1972
- Rádiové prijímače na báze polovodičov. Návrh a výpočet. Ed. R. A. Valitov a A. A. Kulikovsky. M., "Sovietsky rozhlas", 1968.
- Lutgenau, Barnes. Navrhovanie obvodov na tranzistoroch s efektom poľa so štruktúrou MOS. - "Elektronika", číslo 31, 1964.
- Krisilov Y., Vaulin V. a kol.. Úprava zosilnenia kaskád na tranzistoroch s efektom poľa. - V knihe: Trendy vo vývoji nízkovýkonových aktívnych rádiových komponentov. Novosibirsk, "Veda", 1970.
- Tynynyka A. Aplikácia tranzistorov s efektom poľa v zariadeniach s automatickým riadením zisku. V knihe: Trendy vo vývoji nízkovýkonových aktívnych rádiových komponentov. Novosibirsk, "Veda", 1970.
- Mergner L. Zlepšenie príjmu FM vysielania pomocou pinových diód a tranzistorov s efektom poľa.- "Elektronika", 1966, č.17.
- Ignatov A. N. Aplikácia tranzistorov s efektom poľa typu KP103 v komunikačných zariadeniach. - V knihe: Trendy vo vývoji nízkovýkonových aktívnych rádiových komponentov. Novosibirsk, "Veda", 1971.
Mnohé z nich majú prijímače rádiového vysielania pre stredný rozsah vĺn, ale vysielanie na stredných vlnách sa v súčasnosti v mnohých regiónoch takmer zastavilo, väčšina rozhlasových staníc konečne prešla na VHF.
Je dobré, ak má prijímač pásmo VHF. Ak je to starý sovietsky prijímač na "SV-DV", potom v tomto prípade nemá zmysel.
Nie všetky AM však zmizli do zabudnutia. Existuje aj oblasť krátkych vĺn, kde je rádiové vysielanie veľmi aktívne, najmä vďaka vlastnostiam vĺn rozsahu KB šíriť sa na veľmi veľké vzdialenosti.
To umožňuje relatívne jednoduchému prijímaču prijímať rozhlasové stanice takmer z celého sveta.
Previesť stredovlnný prijímač na krátke vlnové dĺžky je pomerne jednoduché a netreba ani príliš zasahovať do jeho obvodov. Je potrebné vyrobiť konvertor, ktorý konvertuje signály HF pásma na signály CB pásma a posiela z neho signál na anténny vstup CB prijímača.
Na obrázku je znázornená schéma prevodníka, ktorý umožňuje príjem vysielacieho KV pásma "31 metrov" na štandardný stredovlnný prijímač.
Schematický diagram
Prevodník pozostáva z frekvenčného meniča na poľom riadenom tranzistore VT1 a lokálneho oscilátora na poľom riadenom tranzistore VT2. Samotný konvertor nemá ovládacie prvky ladenia - naladenie stanice sa vykonáva pomocou ovládacích prvkov ladenia stredovlnného prijímača. Vstupný signál z antény ide do vstupnej slučky L1-C2.
Tento obvod je naladený na stred KV pásma "31 metrov" (na 9,65 MHz). Z nej ide signál do brány tranzistora VT1 s efektom poľa. Heterodyn na tranzistore VT2 s kremennou frekvenčnou stabilizáciou.
Ryža. 1. Schéma VF meniča na tranzistoroch KP303.
Frekvencia je stabilizovaná kremenným rezonátorom na 8,86 MHz. Existujú dva dôvody na použitie takéhoto rezonátora. Po prvé, tento rezonátor sa používa vo videotechnike, a preto je veľmi rozšírený a cenovo dostupný.
Po druhé, pri frekvencii lokálneho oscilátora 8,86 MHz spadá časť KV rozsahu v rozmedzí 9,38 - 10,48 MHz na stupnici štandardného prijímača s MW pásmom, ktoré pokrýva najhustejšie obývané KV pásmo „31 metrov“, v ktorom výborné veľmi vzdialené rozhlasové stanice sú prijímané cez deň aj v noci (v noci je to stále lepšie).
Na výstupe frekvenčného meniča - tlmivky L2, z ktorej je privedený signál súčtu a rozdielu frekvencií cez kondenzátor C4 do anténnej zásuvky CB rádiového prijímača.
Ak prijímač nemá anténnu zásuvku, bude potrebné ju vyrobiť pripojením k jeho vstupnému obvodu (na neuzemnený koniec cievky magnetickej antény).
Podrobnosti
Zoznam rádiových dielov pre montáž prevodníka:
Tranzistory KP303 - 2 ks.
Quartz pri 8863 kHz - 1ks.
Rezistor 100k - 1ks.
Rezistor 1K - 1ks.
Rezistor 470 Ohm - 1ks.
Kondenzátor 30 pF - 3 ks.
Kondenzátor 220 pF - 2 ks.
Kondenzátor 0,1 μF - 1 ks.
feritový krúžok s priemerom 7 mm - 1 ks.
Ryža. 2. Pinout a fotografia tranzistora KP303 s efektom poľa.
Cievka L1 bezrámová, priemer 18 mm, obsahuje 14 závitov drôtu PEV 0,64 (môžete mať iný prierez, od 0,5 do 1,0). Cievka L2 je navinutá na feritovom krúžku s priemerom 7 mm.
Obsahuje 200 otáčok PEV 0,12 (0,1-0,16 je možné). Pri nastavovaní meniča sa vstupná slučka nastavuje naťahovaním a stláčaním závitov cievky L1.
Výkonový zosilňovač na IRF630 pre HF rádiostanice, IRF630 bol braný ako základ pre zosilňovač ako najlacnejšie a najbežnejšie tranzistory. Ich cena sa pohybuje od 0,45 do 0,7 dolára.
Ich hlavné charakteristiky sú: UC a max = 200 V; 1 s max. = 9 A; U3 a max = ± 20 V; S = 3000 mA/V; Szi = 600 ... 850 pF (v závislosti od výrobcu); Ssi - nie viac ako 250 pF (skutočne namerané Ssi na 10 tranzistoroch od rôznych výrobcov je asi 210 pF); Stratový výkon Рс - 75 W.
Tranzistory IRF630 sú navrhnuté tak, aby pracovali v impulzných obvodoch (sweep počítačových monitorov, impulzné napájacie zdroje), ale keď sú uvedené do režimu blízkeho lineárnemu, poskytujú dobrý výkon v komunikačných zariadeniach. Podľa výsledkov mojej "laboratórnej práce" nie je frekvenčná odozva týchto tranzistorov, ak sa snažíte maximálne kompenzovať vstupnú kapacitu, horšia ako u KP904. V každom prípade, ich inštaláciou namiesto KP904 som dosiahol oveľa lepšie výsledky ako vo frekvenčnej odozve, linearite a zosilnení, tak aj v prevádzkovej spoľahlivosti.
Výkonový zosilňovač na IRF630 pre VN rádiostanicu bol testovaný pri napájacom napätí 36-50 V, ale najspoľahlivejšie a najefektívnejšie fungoval pri napájacom napätí 40 V, zo stabilizovaného zdroja. Výpočet zosilňovača bol vykonaný pre výstupný výkon 80 W, aby sa zachovala spoľahlivosť prevádzky, aj keď bolo možné z neho "odčerpať" viac ako 100 W. Je pravda, že spoľahlivosť tranzistorov klesala.
Vzhľadom na vstupnú kapacitu IRF630 a skutočnosť, že tieto tranzistory sú na rozdiel od bipolárnych riadené nie prúdom, ale napätím. V tomto zosilňovači nebolo možné odstrániť určité blokovanie frekvenčnej odozvy nad 18 MHz (Pout 30 MHz; 0,7 Pout max), aj keď boli vykonané obvodové opatrenia. Ale to je vlastné mnohým obvodom, vrátane obvodov založených na bipolárnych tranzistoroch.
Lineárne charakteristiky zosilňovača sú dobré, účinnosť; 55%, čo potvrdzuje údaje uvedené v článku vyššie. Najdôležitejšia je lacnosť komponentov, vrátane tranzistorov. Ktoré je možné voľne zakúpiť na rádiových trhoch a vo firmách, ktoré opravujú počítačové monitory a napájacie zdroje. Na získanie vypočítaného výkonu musí byť na vstup zosilňovača privedený signál maximálne 5 V (eff.) Pri zaťažení 50 Ohm.
V prípade potreby je možné zisk znížiť. Znížením odporu R1, R12, R13 (obr.), Zatiaľ čo zvyšok charakteristík sa prakticky nezmení. Ale nezabudnite, že prierazné napätie brány tranzistorov nepresahuje 20 V, t.j. Uin.eff max. treba vynásobiť 1,41.
Na VT1 je zostavený predzosilňovač, ktorý je pokrytý dvoma obvodmi OOS - R1, C6 (linearizuje činnosť tranzistora a zabraňuje samobudeniu znížením zisku) a R5, C7 * (frekvenčne závislý OOS, korigujúci frekvenčnú odozvu v "horných" rozsahoch). Na VT2, VT3 je koncový stupeň push-pull zostavený so samostatnými obvodmi nastavenia predpätia a obvodmi OOS podobnými prvému stupňu.
P-filtre L2, C32, SZZ, C37, C38 a L3, C35, C36, C40, C41 slúžia na privedenie výstupného odporu VT2, VT3, ktorý je cca 15 ohmov, na 25 ohmov. Zároveň ide o dolnopriepustný filter s medznou frekvenciou cca 34 MHz. Po pridaní výkonového transformátora TK je výstupná impedancia zosilňovača 50 ohmov. VD1-VD6 je detektor systému ALC a indikátor prepätia v drenážnom obvode výstupných tranzistorov, namontovaný na VD7, VD8, R21, C39 (keď je špičkové napätie na odtokoch VT2, VT3 väčšie ako 50 V, LED VD7 sa „rozsvieti“, čo indikuje zvýšenú VSWR ).
Pri aktivácii riadiaceho napätia pre obvody ALC, ktoré zmení úroveň výkonu. V závislosti od úrovne napätia na výstupe sa LED „nerozsvieti“. V každom prípade musíte mať na pamäti, že koncové stupne na tranzistoroch musia byť pripojené k anténe cez zodpovedajúce zariadenie. Anténa predsa nie je aktívna záťaž a na každom z pásiem sa správa inak, aj keď je napísané, že funguje na všetkých pásmach.
Inštalácia výkonového zosilňovača na IRF630 pre HF rádiostanicu je vyrobená na obojstrannej doske zo sklenených vlákien, na ktorej sú skalpelom vyrezané obdĺžnikové kontaktné podložky pre uzly obvodu a "spoločný drôt". Pozdĺž obvodovej dosky je ponechaný pás metalizácie "spoločného drôtu".
Kontaktné podložky "spoločného drôtu" sú spojené cez prepojky s pevnou metalizáciou druhej strany dosky po 2 ... 3 cm. Časti sú usporiadané v poradí znázornenom na obrázku (obr.). Takto bolo vyrobených asi tucet zosilňovačov. Počas procesu nastavenia vykazovali dobrú opakovateľnosť, kvalitný a spoľahlivý výkon.
Výkonový zosilňovač spínacej dosky na IRF630 pre HF rádiostanicu:
sa vykonáva ľubovoľným spôsobom a je pripojený pomocou vodičov k zosilňovaču, relé sú umiestnené na vstupe a výstupe zosilňovača a ich ovládanie sa dodáva do spínacej dosky. Nastavené odpory R1, R2, R3 (obr. 2) sa musia použiť viacotáčkové, pričom predtým nainštalovali svoje posúvače v spodnej polohe podľa schémy. Aby nedošlo k poškodeniu tranzistorov pri nastavení pokojového prúdu prudkým pohybom.
Do zdrojových obvodov všetkých tranzistorov (obr. 1) sú zavedené rezistory, ktoré znižujú ich strmosť v "konštante", a tým ich dodatočne chránia. Tieto opatrenia boli prijaté potom, čo som po získaní skúseností s takýmito tranzistormi a vyhození tucta a pol do koša zistil, že taká strmosť v jednosmernom prúde nie je potrebná. Nastavenie počiatočného prúdu každého výstupného tranzistora samostatne sa vykonáva tak, že nie je potrebné triediť veľa tranzistorov.
Prednastavené pokojové prúdy VT1 asi 150 mA a VT2, VT3 - 60-80 mA každý, ale rovnaký v každom ramene, a presnejšie - pomocou spektrálneho analyzátora. Spravidla však stačí správne nastaviť pokojové prúdy.
Teraz si povedzme, ako nainštalovať tranzistory. Telo týchto tranzistorov (TO-220) pripomína „plastový“ KT819 s vývodom do kovového substrátu a kovovou prírubou. Nemusíte sa toho báť a cez sľudové tesnenia ich môžete pripevniť na radiátor vedľa dosky výkonového zosilňovača z rôznych strán. Ale sľuda musí byť kvalitná a vopred upravená teplovodivou pastou, bez piesku. Autor na to upozorňuje v súvislosti s tým, že do sľudy sa nedostáva len konštantné napätie, ale aj vysokofrekvenčné napätie.
Konštrukčná kapacita upevňovača vstupuje do kapacity P-filtrov cez sľudu, ako aj do výstupnej kapacity tranzistorov. Tranzistory k chladiču je lepšie pritláčať nie cez otvor v prírube, ale duralovou doskou lisujúcou dva výstupné tranzistory naraz, čo zabezpečuje lepší prenos tepla a nenarúša sľudu. VT1 má rovnaké upevňovacie prvky, iba na začiatku dosky.
Transformátory sú navinuté na krúžkoch z feritu triedy NN a podľa dostupnosti s priepustnosťou od 200 do 1000. Rozmery krúžkov musia zodpovedať výkonu, použil som 600NN K22x10,5x6,5. Navíjanie sa uskutočnilo drôtom PELSHO-0,41 pre T1 (5 otáčok v troch drôtoch, 4 zákruty na centimeter) a PEL-SHO-0,8 pre T2 (4 otáčky v dvoch drôtoch, 1 zákrut na centimeter), TZ (6 otáčok v dvoch drôty, 1 prameň na centimeter). Vzhľadom na to, že v hodvábnej izolácii nie je vždy možné nájsť drôt požadovaného priemeru. Navíjanie je možné vykonať aj pomocou drôtu PEV-2, ktorý po navíjaní transformátora nevyhnutne "zvoní" vinutia medzi sebou.
Pred navíjaním sú krúžky obalené vrstvou lakovanej látky.
Údaje o vinutí pre každý transformátor závisia od značky a veľkosti použitých krúžkov, a ak sa použijú iné krúžky, možno ich ľahko vypočítať pomocou vzorca 12 [SG Bunin a LP Yaylenko. "Príručka krátkovlnných rádioamatérov", Kyjev, "Tekhnika", 1984, s. 154], kde hodnota Rk pre T1 je 50, pre T2 -15, pre TZ - 25.
L2, L3 má každý 5 závitov PEV-1,5 drôtu na tŕni s priemerom 8 mm, dĺžka vinutia je 16 mm. Ak sú tieto údaje plne zachované, prakticky nie je potrebné upravovať filtre. L1 - štandardná tlmivka 100 μH musí vydržať prúd najmenej 0,3 A (napríklad D-0,3). Kondenzátory vo výstupnom dolnopriepustnom filtri sú rúrkové alebo ľubovoľné vysokofrekvenčné kondenzátory s príslušným jalovým výkonom a prevádzkovým napätím. Podobné požiadavky pre C26-C31.
Všetky ostatné kondenzátory musia byť tiež dimenzované na zodpovedajúce prevádzkové napätie. Po zapnutí a nastavení všetkých režimov na jednosmerný prúd pripojte záťaž a upravte frekvenčnú odozvu zosilňovača pomocou GSS a lampového voltmetra alebo merača frekvenčnej odozvy (autor použil X1-50). Výberom C7, C10, C19-C22 môžete korigovať charakteristiku v rozsahu 14-30 MHz (obr. 1). Ak chcete "zarovnať" Pout na HF pásmach, možno budete musieť navyše vybrať počet bielych gúľ v T1 a T2.
(článok doplnený dňa 02.07.2016)
UT5UUV Andrej Mošenskij.
Zosilňovač "Jin"
Tranzistorový výkonový zosilňovač
s beztransformátorovým napájaním
zo siete 220 (230) V.
Myšlienka vytvorenia výkonného, ľahkého a lacného vysokovýkonného zosilňovača je relevantná už od úsvitu rádiovej komunikácie. Počas minulého storočia bolo vyvinutých veľa krásnych dizajnov elektrónok a tranzistorov.
Stále však existujú spory o nadradenosti polovodičovej alebo elektronickej vákuovej zosilňovacej technológie s vysokým výkonom ...
V ére spínaných zdrojov nie je otázka hmotnostných a veľkostných parametrov sekundárnych napájacích zdrojov taká akútna, ale v skutočnosti jej odstránením pomocou usmerňovača napätia v priemyselnej sieti stále získate zisk.
Myšlienka použitia moderných vysokonapäťových spínacích tranzistorov vo výkonovom zosilňovači rádiovej stanice sa zdá byť lákavá, pretože na jeho napájanie sa používajú stovky voltov jednosmerného prúdu.
Dovoľujeme si dať do pozornosti návrh koncového zosilňovača pre "nižšie" KV rady s výkonom minimálne 200 wattov s beztransformátorovým napájaním, postaveného podľa push-pull obvodu na vysokonapäťovom poli-efekte tranzistory. Hlavnou výhodou oproti analógom je hmotnosť a rozmery, nízke náklady na komponenty, stabilita v prevádzke.
Hlavnou myšlienkou je použitie aktívnych prvkov - tranzistorov s hraničným napätím drain-source 800V (600V) určených pre prevádzku v impulzných sekundárnych zdrojoch. Ako zosilňovacie prvky boli vybrané tranzistory s efektom poľa IRFPE30, IRFPE40, IRFPE50 vyrábané spoločnosťou International Rectifier. Cena produktov je 2 (dva) doláre. USA. 2SK1692 vyrobený spoločnosťou "Toshiba" je o niečo horší ako medzná frekvencia a poskytuje prevádzku iba v rozsahu 160 m. Fanúšikovia zosilňovačov na báze bipolárnych tranzistorov môžu experimentovať s 600-800 voltovými BU2508, MJE13009 a ďalšími podobnými.
Metóda výpočtu výkonových zosilňovačov a SHPTL je uvedená v príručke krátkovlnného rádioamatéra S.G. Bunina L.P. Yaylenko. 1984
Údaje o vinutí transformátorov sú uvedené nižšie. Vstup SHPTL TR1 je vyrobený na prstencovom jadre K16-K20 vyrobenom z feritu M1000-2000NM (NN). Počet závitov je 5 závitov v 3 drôtoch. Výstup SHTTL TR2 je vyrobený na prstencovom jadre K32-K40 vyrobenom z feritu M1000-2000NM (NN). Počet závitov je 6 závitov v 5 drôtoch. Drôt na navíjanie odporúča MGTF-035.
Je možné vyrobiť výstupný SHTTL vo forme ďalekohľadu, ktorý bude mať dobrý vplyv na prácu v "hornej" časti KV rozsahu, hoci tam tranzistory nefungujú kvôli časom nábehu a dobehu. prúd. Takýto transformátor môže byť vyrobený z 2 stĺpov po 10 (!) krúžkoch K16 z materiálu M1000-2000. Všetky vinutia podľa schémy sú jedno otočenie.
Namerané údaje parametrov transformátorov sú uvedené v tabuľkách. Vstupné SHPTL sú načítané na vstupných odporoch (od autora 5,6 ohmov namiesto vypočítaných), paralelne zapojených s kapacitou hradla-zdroja plus kapacita v dôsledku Millerovho efektu. Tranzistory IRFPE50. Výstupné SHTTL boli nabité zo strany zvodov na neindukčný odpor 820 Ohm. Vektorový analyzátor AA-200 vyrobený spoločnosťou RigExpert. Nadhodnotené SWR možno vysvetliť nedostatočne hustým zabalením závitov transformátorov na magnetickom obvode, hmatateľným rozdielom medzi vlnovou impedanciou vedenia MGTF-0,35 potrebnou v každom konkrétnom prípade. Problémy však nie sú na 160, 80 a 40 metroch.
Obr. Elektrická schéma zosilňovača.
Napájací mostíkový usmerňovač 1000V 6A, zaťažený na kondenzátore 470,0 pri 400V.
Nezabudnite na bezpečnostné normy, kvalitu radiátorov a sľudové tesnenia.
Obr. Elektrická schéma zdroja jednosmerného prúdu.
Obr. Fotografia zosilňovača s odstráneným krytom.
Stôl 1. Parametre SHTTL TR1, vyrobený na prstenci K16.
| Frekvencia kHz | R | jX | SWR |
| 1850 | 45,5 | +4,2 | 1,15 |
| 3750 | 40,5 | +7,2 | 1,3 |
| 7150 | 40,2 | +31,8 | 2,1 |
Tabuľka 2 Parametre SHTTL TR2, vyrobený na prstenci K40.
| Frekvencia kHz | R | jX | SWR |
| 1800 | 48 | -0,5 | 1,04 |
| 3750 | 44 | -4,5 | 1,18 |
| 7150 | 40,3 | -5,6 | 1,28 |
| 14150 | 31,1 | 4,0 | 1,5 |
| 21200 | NS | NS | 1,8 |
| 28300 | NS | NS | 2,2 |
Obr. Výstup SHTTL na prstenci K40.
Tabuľka 3 Parametre SHPTL TR2, prevedenie "ďalekohľad".
| Frekvencia kHz | R | jX | SWR |
| 1850 | 27,3 | +26 | 2,5 |
| 3750 | 46 | +17 | 1,47 |
| 7150 | 49 | -4,4 | 1,10 |
| 14150 | 43 | -0,9 | 1,21 |
| 21200 | NS | NS | 1,41 |
| 28300 | NS | NS | 1,7 |
Obr. Výstupný "ďalekohľad" SHTTL dizajnu.
Pri paralelnom zapojení tranzistorov a prepočte SHTTL možno výkon výrazne zvýšiť. Napríklad 4 kusy. IRFPE50 (2 v ramene), výstup SHTTL 1: 1: 1 a napájanie 310V na zvodoch, výstupný výkon 1 kW je ľahko dosiahnuteľný. Pri tejto konfigurácii je efektivita SHTTL obzvlášť vysoká, spôsob vykonávania SHTTL bol už mnohokrát popísaný.
Autorská verzia zosilňovača na dvoch IRFPE50, znázornená na fotografiách vyššie, funguje skvele na pásmach 160 a 80 m. Výkon je 200 wattov do 50 ohmovej záťaže s príkonom cca 1 watt. Spínacie a bypassové obvody nie sú zobrazené a závisia od vašich želaní. Venujte prosím pozornosť absencii výstupných filtrov v popise, bez ktorých je činnosť zosilňovača neprijateľná.
Andrej Mošenskij
Dodatok (02/07/2016):
Vážení čitatelia! S ľudovou požiadavkou, so súhlasom Autora a redakcie, pridávam aj fotku nového dizajnu zosilňovača "Gene".
Výkonové zosilňovače triedy A sa používajú zriedka. Ide najmä o zosilňovače KV rádiových prijímačov s vysokou preťažiteľnosťou. Praktická schéma takéhoto zosilňovača je na obr.1. Vstupný obvod L1C1 a výstupný obvod L2C2 sú zvyčajne synchronizované a naladené na frekvenciu vstupného signálu.
Obr. MIS tranzistorový výkonový zosilňovač triedy A
Ekvivalentný odpor Re výstupného obvodu Re = P2p2 / (RL + Rn "), kde p = Sqr (L2 / C2), Rn" je zaťažovací odpor zavedený do oscilačného obvodu; RL - aktívny odpor strát; P2 je spínací faktor obvodu. Hodnota Rn = Rn / n22, kde n2 je transformačný pomer.
Činiteľ kvality výstupného obvodu pri plnom zopnutí Q = ReRi / (Re + Ri) 2pfoL2 klesá v dôsledku bočného efektu výstupného odporu tranzistora Ri. Vo vysokovýkonných MOS tranzistoroch je Ri malé a zvyčajne nepresahuje desiatky kiloohmov. Preto sa na zvýšenie Q2 používa neúplná aktivácia obvodu.
Šírka pásma výstupného obvodu je 2Df2 = fo2 / Q2 a rezonančná frekvencia je fo2 = l / 2pSqr (L2C2). V rozsahu HF môže takýto zosilňovač poskytnúť Ki až niekoľko desiatok. Dôležitým ukazovateľom zosilňovača je hladina hluku. Šumové vlastnosti výkonných MIS tranzistorov sú v práci zvážené.
Obrázok 2 ukazuje praktické zapojenie PA na výkonnom MOS tranzistore KP901A. Pretože úloha získania malého frekvenčného pásma L2C2 nebola nastavená, obvod je pripojený priamo k odtokovému okruhu a je presunutý záťažou Rn = 50 Ohm. V triede A mal zosilňovač Ku = 5 (Ku = SRn) a Kp> 20 pri frekvencii f = 30 MHz. Pri prepnutí do nelineárneho režimu výstupný výkon dosiahol 10 W.
Obr. Vysokofrekvenčný tranzistorový zosilňovač výkonu KP901A
Dvojstupňový PA (obr. 3) je vyrobený na tranzistoroch KP902A a KP901A. Prvý stupeň pracuje v triede A, druhý v triede B. Na zabezpečenie triedy B stačí vyňať delič z hodnoty hradla druhého tranzistora. Zosilňovač využíva širokopásmový komunikačný obvod medzi stupňami. Pri frekvencii 30 MHz poskytoval zosilňovač Pout = 10 W pri Ki> 15 a Kp> 100.
Obr. Dvojstupňový zosilňovač na báze vysokovýkonných MOS tranzistorov
Úzkopásmový zosilňovač na obr. 4 je navrhnutý tak, aby pracoval vo frekvenčnom rozsahu 144 ... 146 MHz. Poskytuje zosilnenie výkonu 12 dB, hladinu hluku 2,4 dB a úroveň intermodulačného skreslenia nie viac ako 30 dB.
Obr. Úzkopásmový výkonový zosilňovač pre prevádzku v rozsahu 144 ... 146 MHz
Rezonančný zosilňovač na báze výkonného tranzistora 2NS235B MIS (obr. 5) na frekvencii 700 MHz poskytuje Pout = 17 W s účinnosťou 40 ... 45 %.
Obr. Rezonančný výkonový zosilňovač s pracovnou frekvenciou 700 MHz
Zosilňovač na obrázku 6 obsahuje zrušovací obvod, ktorý znižuje úroveň spätného snímania na -50 dB. Pri frekvencii 50 MHz má zosilňovač nárast výkonu o 18 dB, hlučnosť 2,4 dB a výstupný výkon až 1W.
Obr. Nízkošumový neutralizovaný PA
V patentovanom obvode na obr. 7 (US patent 3.919563) pri frekvencii 70 MHz je dosiahnutá reálna účinnosť 90 % s výstupným výkonom 5 W pri frekvencii 70 MHz. V tomto prípade je faktor kvality výstupného obvodu rovný 3.
Ryža. 7. Kľúčový výkonový zosilňovač s 90% účinnosťou.
Obrázok 8 zobrazuje schému trojstupňového PA založeného na domácich výkonných MOS tranzistoroch KP905B, KP907B a KP909B.
Obr. 8. Trojstupňový rezonančný PA s rozsahom 300 MHz
Zosilňovač poskytuje výkon 30 wattov pri frekvencii 300 MHz. Prvé dva stupne využívajú rezonančné prispôsobovacie obvody v tvare U a výstupný stupeň využíva obvod v tvare L na vstupe a obvod v tvare U na výstupe. Experimentálne a výpočtom získané závislosti účinnosti a Рout na Uc a Рвхэ a Кр na Рвх sú znázornené na obr.
Obr. 9. Závislosti parametrov konečného štádia trojstupňového PA
z napájacieho napätia (a) a vstupného výkonu (b):
Pri použití PA v AM rádiových vysielačoch (s amplitúdovou moduláciou) vznikajú ťažkosti spojené so zabezpečením linearity modulačnej charakteristiky, t.j. závislosti Pout od amplitúdy vstupného signálu. Sú zosilnené pri použití silne nelineárnych režimov prevádzky, ako je trieda C. Obrázok 10 znázorňuje schému amplitúdovo modulovaného HF rádiového vysielača. Výkon vysielača 10,8 W pri použití výkonného UMDP-tranzistora VMP4. Modulácia sa vykonáva zmenou predpätia brány.
Obr. 10. HF obvod rádiového vysielača s amplitúdovou moduláciou
Na zníženie nelinearity modulačnej charakteristiky (krivka 1 na obr. 11) sa vo vysielači využíva obálková spätná väzba. Na tento účel sa výstupné napätie AM usmerní a výsledný nízkofrekvenčný signál sa použije na vytvorenie OOS. Modulačná odozva 2 na obrázku 10 ilustruje významné zlepšenie linearity.
Obr. Modulačná charakteristika rádiového vysielača
v neprítomnosti (1) a v prítomnosti (2) linearizácie
Obrázok 12 ukazuje schematický diagram kľúčového PA s nominálnym výstupným výkonom 10 W a pracovnou frekvenciou 2,7 MHz. Zosilňovač je vyrobený na tranzistoroch KP902, KP904. Účinnosť zosilňovača pri menovitom výstupnom výkone 72%, výkonový zisk je cca 33 dB. Zosilňovač je budený z logického prvku K133LB, napájacie napätie je 27 V, činiteľ výkyvu kolektorového napätia koncového stupňa je 2,9. Pri vhodnej prestavbe komunikačných obvodov pracoval zosilňovač s danými parametrami v rozsahu 1,6 ... 8,1 MHz.
Obr. 12. Key PA s menovitým výkonom 10W
Na zabezpečenie daného výkonu pri vyšších frekvenciách je potrebné zvýšiť výkon budiča.
Konštrukčne boli oba PA zostavené na doskách plošných spojov s použitím štandardných radiátorov 100x150x20 mm, čo je vysvetlené štandardnými rozmermi PA jednotky v rádiových vysielačoch. Tlmivky v komunikačných obvodoch sú valcové na feritových tyčiach značky VCh-30 s priemerom 16. Faktor kvality tlmiviek je Q = 150.
Štandardné tlmivky s indukčnosťou 600 μH boli použité ako blokovacie tlmivky v napájacích obvodoch zvodu tranzistorov 1-wattového zosilňovača a predstupňa 10-wattového zosilňovača. Výkonová tlmivka v kolektorovom obvode tranzistora KP904 je na feritovom prstenci, jej indukčnosť je 100 MkG.
Obrázok 13 znázorňuje schematický diagram kľúčového PA s menovitým výstupným výkonom Pout = 100 W, určeného na použitie v bezobslužných HF rádiových vysielačoch. Zosilňovač obsahuje predzosilňovací stupeň, reverzný na dvoch tranzistoroch KP907. Na vstupe VTI je zapnutý zodpovedajúci obvod v tvare U C1L1C2SZ.
Obr. 13. Kľúč PA s menovitým výstupným výkonom 100 W
Konečný stupeň je zostavený so šiestimi tranzistormi KP904A. Tento počet tranzistorov bol zvolený na zlepšenie účinnosti. Namiesto tranzistorov KP904B môžete zapnúť aj šesť tranzistorov KP909 alebo tri výkonnejšie tranzistory KP913. Optimálny kľúčový režim odtokového okruhu zabezpečuje tvarovací okruh obsahujúci prvky C14, C15, C16, L7.
Zosilňovač má celkovú účinnosť 62%. V tomto prípade je elektronická účinnosť koncového stupňa asi 70%. Mostíkový obvod na zapínanie tranzistorov predstupňa slúži na zachovanie prevádzkyschopnosti zosilňovača (aj keď so zhoršenými parametrami) v prípade poruchy výstupného tranzistora. Na ten istý účel sú v zdrojoch výkonných tranzistorov zahrnuté jednotlivé poistky, ktorých účelom je odpojiť chybný tranzistor. Ak v dôsledku jeho poruchy dôjde v rade tranzistorov k režimu blízkemu skratu, zosilňovač je nefunkčný.
Paralelné pripojenie výkonného MDP PT nevytvára ďalšie ťažkosti pri výpočte a nastavovaní PA. Pokles účinnosti zosilňovača v porovnaní so zosilňovačom podobnej konštrukcie (viď obr. 12) je spôsobený najmä použitím tranzistorov z hľadiska výkonu v 100-W zosilňovači. S poklesom úrovne výstupného výkonu na 50 W sa účinnosť zosilňovača zvyšuje na 85 % a účinnosť elektroniky na 90 %. Hodnoty parametrov prvkov znázornených na obr. 13 zodpovedajú frekvencii 2,9 MHz.
Faktor výkyvu napätia na zvodoch tranzistorov KP904 je 2,8 a samotné tranzistory pracujú v režime blízkom optimálnemu. Špičkový faktor kolektorového napätia v stupňoch na tranzistoroch KP907 je P = 2,1. Tranzistor pracuje v kľúčovom režime, optimálnosť režimu však nie je zabezpečená, pretože optimálny kľúčový režim pre tieto tranzistory pri Uc = 27 V a medznom uhle φ = 90 ° by bol nebezpečný vzhľadom na významný špičkový faktor pri ktoré napätie kolektora môže presiahnuť maximálne prípustné napätie rovnajúce sa 60 V pre tranzistor KP907.
Obrázok 14, a ukazuje experimentálne a vypočítané krivky znázorňujúce závislosti účinnosti Pout a he od medzného uhla odberového prúdu. Obrázok ukazuje dobrú aproximáciu vypočítaných údajov k experimentálnym údajom. Je potrebné poznamenať, že rozsah možných hodnôt medzných uhlov je pomerne úzky. Zväčšovaniu medzných uhlov sa bráni rýchlym nárastom špičkového faktora napätia na kolektore a poklesom je rast potrebného budiaceho napätia, ktorý pomerne skoro začne spolu s predpätím Uz narastať. prekročiť Uzi pridať. Samozrejme, s poklesom hladiny Pwn sa rozsah možných zmien medzných uhlov odberového prúdu rozširuje.
Obr. 14. Závislosti výstupného výkonu a účinnosti od medzného uhla 0 (a)
a na okolitej teplote (b):
--- experiment; --- platba
Zosilňovač je vyrobený na doske plošných spojov. Ako chladič bol použitý radiátor s rozmermi 130X130X50 mm. V napájacích obvodoch tranzistorov KP907 sú použité štandardné tlmivky DM-01 s indukčnosťou 280 μH. Prídavné mostíkové tlmivky sú navinuté na feritových krúžkoch VK-30, priemer = 26. Tlmivka v napájacom obvode koncového stupňa je navinutá na feritovom krúžku HF-30, priemer = 30. Indukčnosť cievky v komunikačnom obvode koncového stupňa so záťažou je vzduchová, navinutá postriebreným drôtom pr = 2,5, priemer slučky 30 mm, L = 80 nH.
Teplotné závislosti výstupného výkonu PBout a účinnosti kľúča PA s výstupným výkonom 100 W sú znázornené na obr. 14, b. Z uvážení daných závislostí je zrejmé, že v rozsahu -60 ... + 60 ° С sa vstupný výkon PA nemení o viac ako ± 10%. Nepodstatný vplyv na účinnosť má aj teplota, ktorá sa v uvedenom rozsahu mení o ± 5 %. V tomto prípade je pozorovaný pokles výstupného výkonu a účinnosti so zvyšujúcou sa teplotou, spojený s poklesom sklonu 5 so zvyšujúcou sa teplotou. V obvyklom teplotnom rozsahu -60 ... + 60 ° C je zmena v on a Pout nevýznamná, a to sa dosiahne bez akýchkoľvek špeciálnych opatrení na tepelnú stabilizáciu PA. To posledné je tiež výhodou výkonných MOS tranzistorov.
Literatúra:
SCHÉMA ZARIADENÍ NA VÝKONNÝCH POĽNÝCH tranzistoroch. Upravil V.P. DYAKONOV
Hodnota avatarov v psychológii
Hodnota avatarov v psychológii
Ako zdôrazniť písmeno v MS Word
Čo to znamená, ak je avatar osoby
Ako si vytvoriť svoj vlastný Twitter moment