Kvadratúra fázová modulácia QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) je štvorúrovňová fázová modulácia (M = 4), v ktorej fáza RF oscilácie môže nadobúdať štyri rôzne hodnoty v krokoch rovných

π/2. Každý	hodnota fázy	modulovaný signál
obsahuje dva bity informácií. Pretože				absolútne
fázové hodnoty	nevadí, vyberme si
± π 4, ±3 π4.	Korešpondencia		hodnoty
modulovaný signál ± π 4, ± 3 π 4			a prenášané

Dibity informačnej sekvencie 00, 01, 10, 11 sú nastavené Grayovým kódom (pozri obr. 3.13) alebo nejakým iným algoritmom. Je zrejmé, že hodnoty modulačného signálu pri modulácii QPSK sa menia o polovicu častejšie ako pri modulácii BPSK (pri rovnakej rýchlosti prenosu informácií).

Komplexná obálka g(t) s moduláciou QPSK

je pseudonáhodný polárny signál základného pásma, ktorého kvadratúrne zložky podľa

(3.41), získajte číselné hodnoty ± 1 2 . V čom

Trvanie každého symbolu komplexnej obálky je dvakrát dlhšie ako symboly v pôvodnom digitálnom modulačnom signáli. Ako je známe, výkonová spektrálna hustota viacúrovňového signálu sa zhoduje s výkonovou spektrálnou hustotou binárneho signálu pri

M = 4 a teda Ts = 2Tb. V súlade s tým výkonová spektrálna hustota signálu QPSK (napr

kladné frekvencie) na základe rovnice (3.28) je určená výrazom:

P(f) = K× (	hriech2
	p×(f-f		) × 2 × T

Z rovnice (3.51) vyplýva, že vzdialenosť medzi prvými nulami vo výkonovej spektrálnej hustote signálu QPSK sa rovná D f = 1 T b, čo je dvakrát menej ako

pre moduláciu BPSK. Inými slovami, spektrálna účinnosť kvadratúrnej modulácie QPSK je dvakrát vyššia ako účinnosť binárnej fázovej modulácie BPSK.

						cos(ωc t)
	Formatívne
w(t)	Tvarovač
	kvadratúra			Adder
	komponent
		ja (t)				sin(ωc t)
	Formatívne

Obr.3.15. Signál kvadratúrneho modulátora QPSK

Funkčná schéma kvadratúrny modulátor QPSK je znázornený na obr. 3.15. Prevodník kódu prijíma digitálny signál rýchlosťou R. Prevodník kódu generuje kvadratúrne zložky komplexu

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

obálky v súlade s tabuľkou 3.2 rýchlosťou dvakrát nižšou ako pôvodná. Tvarovacie filtre poskytujú dané frekvenčné pásmo modulačného (a podľa toho modulovaného) signálu. Kvadratúrne komponenty nosná frekvencia sú dodávané do RF násobičov z obvodu frekvenčného syntetizátora. Na výstupe sčítačky je výsledný QPSK modulovaný signál s (t) in

v súlade s (3.40).

Tabuľka 3.2

Generovanie signálu QPSK

cos[θk]

sin[θk]

komponent

I-komponent

Signál QPSK, podobne ako signál BPSK, neobsahuje vo svojom spektre nosnú frekvenciu a je možné ho prijímať len pomocou koherentného detektora, ktorý je Zrkadlový obraz modulátorové obvody a

s(t)
		cos(ωc t)
					zotavenie
					digitálny
		sin(ωc t)

ja (t)

Obr.3.16. Kvadratúrny demodulátor QPSK signál

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

znázornené na obr. 3.16.

3.3.4. Diferenciálna binárna fázová modulácia DBPSK

Zásadná absencia nosnej frekvencie v spektre modulovaného signálu vedie v niektorých prípadoch k neopodstatnenej komplikácii demodulátora v prijímači. Signály QPSK a BPSK je možné prijímať iba koherentným detektorom, na realizáciu ktorého je potrebné spolu so signálom prenášať aj referenčnú frekvenciu, alebo v prijímači implementovať špeciálny obvod obnovy nosnej. Výrazné zjednodušenie obvodu detektora sa dosiahne, keď je fázová modulácia implementovaná v diferenciálnej forme DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).

Myšlienkou diferenciálneho kódovania je sprostredkovať nie absolútnu hodnotu informačného symbolu, ale jeho zmenu (alebo nezmenenie) vzhľadom na predchádzajúcu hodnotu. Inými slovami, každý nasledujúci prenášaný znak obsahuje informácie o predchádzajúcom znaku. Na extrakciu pôvodnej informácie počas demodulácie je teda možné použiť ako referenčný signál nie absolútnu, ale relatívnu hodnotu modulovaného parametra nosnej frekvencie. Algoritmus diferenciálneho binárneho kódovania je opísaný nasledujúcim vzorcom:

d k=

m kÅ d k−1

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

kde (mk) je pôvodná binárna sekvencia; (neviem)-

výsledná binárna postupnosť; Å je symbol pre sčítanie modulo 2.

Príklad diferenciálneho kódovania je uvedený v tabuľke 3.3.

								Tabuľka 3.3
Diferenciálne kódovanie binárnych súborov
		digitálny signál
(d k
(d k

Hardvérové ​​diferenciálne kódovanie je realizované vo forme obvodu oneskorenia signálu na časový interval rovnajúci sa trvaniu jedného symbolu v binárnej informačnej sekvencii a sčítacieho obvodu modulo 2 (obr. 3.17).

		Logický obvod
		d k=
			m kÅ d k−1

Odkladacia linka

Obr.3.17. Diferenciálny kódovač signálu DBPSK

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Diferenciálny nekoherentný detektor signálu DBPSK na strednej frekvencii je znázornený na obr. 3.18.

Detektor oneskorí prijatý impulz o jeden interval symbolu a potom vynásobí prijaté a oneskorené symboly:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t )= 1 2 d k × d k −1 × .

Po filtrovaní pomocou dolnopriepustného filtra alebo prispôsobeného

Je zrejmé, že ani časový tvar komplexnej obálky ani spektrálne zloženie rozdielový signál DBPSK sa nebude líšiť od bežného signálu BPSK.

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

3.3.5. Diferenciálna kvadratúrna fázová modulácia π/4 DQPSK

Modulácia π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) je forma diferenciálnej fázovej modulácie špeciálne navrhnutá pre štvorúrovňové signály QPSK. Tento typ modulačného signálu môže byť demodulovaný nekoherentným detektorom, ako je typické pre modulačné signály DBPSK.

Rozdiel medzi diferenciálnym kódovaním v modulácii π/4 DQPSK a diferenciálnym kódovaním v modulácii DBPSK je v tom, že sa prenáša relatívna zmena nie modulačný digitálny symbol, ale modulovaný parameter, in v tomto prípade fázy. Algoritmus na generovanie modulovaného signálu je vysvetlený v tabuľke 3.4.

Tabuľka 3.4

Algoritmus generovania signálu π/4 DQPSK

Informácie
ny debet
Prírastok	ϕ = π 4	ϕ = 3 π4	ϕ = −3 π4		ϕ = − π 4
fázový uhol
Q-zložka		Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 +
I-komponent		I = cos(θ k )= cos(θ k − 1 +

Každý debet pôvodnej informačnej sekvencie je spojený s fázovým prírastkom nosnej frekvencie. Prírastok fázového uhla je násobkom π/4. V dôsledku toho môže absolútny fázový uhol θ k nadobúdať osem rôznych hodnôt v prírastkoch

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

π/4 a každá kvadratúrna zložka komplexnej obálky je jednou z piatich možných hodnôt:

0, ±1 2, ±1. Prechod z jednej fázy nosnej frekvencie do druhej možno opísať pomocou stavového diagramu na obr. 3.13 pre M = 8 striedavým výberom absolútnej hodnoty fázy nosnej frekvencie zo štyroch polôh.

Bloková schéma modulátora π/4 DQPSK je na obr. 3.19. Pôvodný binárny digitálny modulačný signál vstupuje do prevodníka kódovej fázy. V prevodníku sa po oneskorení signálu o jeden interval symbolu určí aktuálna debitová hodnota a príslušný fázový prírastok φ k nosnej frekvencie. Toto

fázový prírastok sa privádza do kalkulačiek kvadratúrnych zložiek IQ komplexnej obálky (tabuľka 3.3). VÝCHOD

Kalkulačka I Q je päťúrovňová

	digitálny signál s trvaním impulzu dvakrát
			Q = cos(θk –1 + Δφ)			Tvarovací filter
									cos(ωc t)
			Δφk
týž.(t)
			Konvertor
			Δφk
									sin(ωc t)
			I = sin(θk –1 + Δφ)			Tvarovací filter
			Obr.3.19. Funkčná schéma modulátora π/4 DQPSK

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

prekročenie trvania impulzu pôvodného binárneho digitálneho signálu. Ďalej prechádzajú kvadratúrne zložky I (t), Q (t) komplexnej obálky

tvarovací filter a sú privádzané do vysokofrekvenčných multiplikátorov, aby vytvorili kvadratúrne zložky vysokofrekvenčného signálu. Na výstupe vysokofrekvenčnej sčítačky je plne vytvorený

signál π/4 DQPSK.

Demodulátor signálu π/4 DQPSK (obr. 3.20) je určený na detekciu kvadratúrnych zložiek modulačného signálu a má štruktúru podobnú štruktúre demodulátora signálu DBPSK. Vstupný RF signál r (t) = cos(ω c t + θ k) na strednej frekvencii

rI(t)

r(t)

Oneskorenie τ = T s

w(t) rozhodovacie zariadenie

Fázový posun Δφ = π/2

rQ(t)

Obr.3.20. Signál demodulátora π/4 DQPSK na strednej frekvencii

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

ide na vstup oneskorovacieho obvodu a RF násobičov. Signál na výstupe každého multiplikátora (po odstránení vysokofrekvenčných komponentov) má tvar:

	r I (t )= cos(w c t + q k ) × cos (w c t + q k −1 )= cos (Df k );
	r Q (t )= cos(w c t + q k )× sin(w c t + q k −1 )= sin(Df k ).

Riešič analyzuje signály v základnom pásme na výstupe každého dolnopriepustného filtra. Určí sa znamienko a veľkosť prírastku fázového uhla a následne aj hodnota prijatého debitu. Hardvérová implementácia demodulátora na medzifrekvencii (pozri obr. 3.20) nie je jednoduchá úloha z dôvodu vysokých požiadaviek na presnosť a stabilitu vysokofrekvenčný obvod meškania. Bežnejšia verzia obvodu demodulátora signálu π/4 DQPSK s priamym prenosom modulovaného signálu do rozsahu základného pásma, ako je znázornené na obr. 3.21.

r(t)						r11(t)				rQ(t)
					τ = T s
	cos(ωc t + γ)		r1(t)			r12(t)					rI(t)
						R21(t)

sin(ωc t + γ)
	r2(t)
	R22(t)
	τ = T s

Obr.3.21. Signál demodulátora π/4 QPSK v rozsahu základného pásma

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Priamy prenos modulovaného signálu do rozsahu základného pásma vám umožňuje plne implementovať

prenos modulovaného oscilačného spektra do rozsahu základného pásma. Referenčné signály, tiež dodávané na vstupy RF násobičov, nie sú fázovo uzamknuté s nosnou frekvenciou modulovanej oscilácie. Výsledkom je, že signály základného pásma na výstupe dolnopriepustných filtrov majú ľubovoľný fázový posun, o ktorom sa predpokladá, že je konštantný počas intervalu symbolov:

		(t)= cos(w c t + q k) × cos (w c t + g) = cos (q k - g);
	r 2 (t) = cos (w c t + q k) × sin (w c t + g) = sin (q k - g),

kde γ je fázový posun medzi prijímaným a referenčným signálom.

Demodulované signály základného pásma sa privádzajú do dvoch oneskorovacích obvodov a štyroch multiplikátorov základného pásma, na ktorých výstupoch sa vyskytujú tieto signály:

rn(t)= cos(qk - g) x cos(q k -1 - g);
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin (q k -1 - g);
r12(t)= cos(q k - g) x sin (q k -1 - g);

r 21 (t) = sin(q k - g) × cos (q k −1 - g).

V dôsledku súčtu výstupných signálov multiplikátorov je eliminovaný ľubovoľný fázový posun γ a zostáva len informácia o prírastku fázového uhla nosnej frekvencie Δφ:

k);

r1(t)= r12(t)+ r21(t)=

R 12 (t) = cos (q k - g) × sin (q k −1 - g) + r 21 (t) =

Sin(q k - g )× cos(q k −1 - g )= sin(q k - q k −1 )= sin(Dj k ).

Realizácia oneskorovacieho obvodu v rozsahu základného pásma a

následné digitálne spracovanie demodulovaný signál výrazne zvyšuje stabilitu obvodu a spoľahlivosť príjmu informácií.

3.3.6. Kvadratúrna modulácia fázového posunu

OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) je špeciálny prípad QPSK. Obálka nosnej frekvencie signálu QPSK je teoreticky konštantná. Keď je však frekvenčné pásmo modulačného signálu obmedzené, vlastnosť nemennosti amplitúdy fázovo modulovaného signálu sa stráca. Pri prenose signálov s moduláciou BPSK alebo QPSK môže byť zmena fázy v intervale symbolov π alebo p2. Intuitívne

je jasné, že čím väčší je okamžitý skok v nosnej fáze, tým väčší je sprievodný AM, ktorý nastáva pri obmedzení spektra signálu. V skutočnosti platí, že čím väčšia je veľkosť okamžitej zmeny amplitúdy signálu pri zmene jeho fázy, tým väčšia je veľkosť harmonických zložiek spektra zodpovedajúcich tomuto časovému skoku. Inými slovami, keď je spektrum signálu obmedzené

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

veľkosť výsledného vnútorného AM bude úmerná veľkosti okamžitého fázového skoku v nosnej frekvencii.

V signáli QPSK môžete obmedziť maximálny fázový skok nosnej, ak použijete časový posun Tb medzi kanálmi Q a I, t.j. zadajte prvok

oneskorenia hodnoty Tb do kanála Q alebo I. Použitie

časový posun povedie k tomu, že úplná potrebná zmena fázy nastane v dvoch fázach: najprv sa zmení (alebo sa nemení) stav jedného kanála, potom druhého. Obrázok 3.22 ukazuje postupnosť modulačných impulzov Q (t) a I (t) in

kvadratúrne kanály pre konvenčnú moduláciu QPSK.

Q(t)

ja (t)

I(t– Tb)

2Ts

Obr.3.22. Modulácia signálov v I/Q kanáloch pomocou QPSK

a modulácia OQPSK

Trvanie každého impulzu je Ts = 2 Tb. Nosná fáza sa zmení, keď sa zmení ktorýkoľvek symbol v I alebo Q

PDF vytvorené pomocou skúšobnej verzie FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Kvadratúrna modulácia a jej charakteristiky (QPSK, QAM)

Zvážte kľúčovanie s kvadratúrnym fázovým posunom (QPSK). Pôvodný dátový tok dk(t)=d0, d1, d2,… pozostáva z bipolárnych impulzov, t.j. dk nadobúda hodnoty +1 alebo -1 (obr. 3.5.a)), ktoré predstavujú binárnu jednotku a binárnu nulu. Tento pulzný tok sa delí na súbežný tok dl(t) a kvadratúrny tok - dQ(t), ako je znázornené na obr. 3.5.b).

dI(t)=d0, d2, d4,… (párne bity)

dQ(t)=d1, d3, d5,… (nepárne bity)

Pohodlnú ortogonálnu implementáciu signálu QPSK je možné získať použitím amplitúdovej modulácie fázových a kvadratúrnych tokov na sínusových a kosínusových funkciách nosnej vlny.

Pomocou trigonometrických identít možno s(t) znázorniť v nasledujúcom tvare: s(t)=cos(2ŕf0t+u(t)). Modulátor QPSK znázornený na obr. 3.5.c), používa súčet sínusových a kosínusových členov. Používa sa pulzný prietok dI(t). amplitúdovej modulácie(s amplitúdou +1 alebo -1) kosínusové vlny.

To je ekvivalentné posunutiu fázy kosínusovej vlny o 0 alebo p; výsledkom je teda signál BPSK. Podobne prúd impulzov dQ(t) moduluje sínusovú vlnu, ktorá vytvára signál BPSK ortogonálny k predchádzajúcemu. Sčítaním týchto dvoch ortogonálnych nosných zložiek sa získa signál QPSK. Hodnota u(t) bude zodpovedať jednej zo štyroch možných kombinácií dI(t) a dQ(t) vo výraze pre s(t): u(t)=00, ±900 alebo 1800; výsledné signálové vektory sú znázornené v signálovom priestore na obr. 3.6. Pretože cos(2pf0t) a sin(2pf0t) sú ortogonálne, dva signály BPSK môžu byť detekované oddelene. QPSK má oproti BPSK množstvo výhod: pretože pri modulácii QPSK jeden impulz prenesie dva bity, potom sa rýchlosť prenosu dát zdvojnásobí alebo pri rovnakej rýchlosti prenosu dát ako v schéme BPSK sa použije polovičné frekvenčné pásmo; a tiež zvyšuje odolnosť proti hluku, pretože Impulzy sú dvakrát dlhšie a teda silnejšie ako BPSK impulzy.

Ryža. 3.5.

Ryža. 3.6.

Možno zvážiť kvadratúrnu amplitúdovú moduláciu (KAM, QAM). logické pokračovanie QPSK, pretože signál QAM tiež pozostáva z dvoch nezávislých amplitúdovo modulovaných nosných.

Pri kvadratúrnej amplitúdovej modulácii sa mení fáza aj amplitúda signálu, čo umožňuje zvýšiť počet kódovaných bitov a zároveň výrazne zlepšiť odolnosť voči šumu. Kvadratúrna reprezentácia signálov je pohodlný a pomerne univerzálny prostriedok na ich opis. Kvadratúrna reprezentácia má vyjadriť kmitanie ako lineárnu kombináciu dvoch ortogonálnych zložiek - sínusu a kosínusu (vo fáze a kvadratúry):

s(t)=A(t)cos(шt + ц(t))=x(t)sinоt + y(t)cosоt, kde

x(t)=A(t)(-sinс(t)),y(t)=A(t)cosс(t)

Takáto diskrétna modulácia (manipulácia) sa vykonáva cez dva kanály, na nosných navzájom posunutých o 900, t.j. nachádza sa v kvadratúre (odtiaľ názov).

Vysvetlime si činnosť kvadratúrneho obvodu na príklade generovania štvorfázových signálov PM (PM-4) (obr. 3.7).

Ryža. 3.7.

Ryža. 3.8. 16

Pôvodná sekvencia binárne znaky s trvaním T sa pomocou posuvného registra delí na nepárne impulzy y, ktoré sú privádzané do kvadratúrneho kanála (cosхt), a párne impulzy - x, privádzané do súfázového kanála (sinхt). Obe sekvencie impulzov sú privádzané na vstupy príslušných manipulovaných tvarovačov impulzov, na výstupoch ktorých sa vytvárajú sekvencie bipolárnych impulzov x(t) a y(t) s amplitúdou ±Um a trvaním 2T. Impulzy x(t) a y(t) prichádzajú na vstupy kanálových multiplikátorov, na výstupoch ktorých sa vytvárajú dvojfázové (0, p) kmity PM. Po sčítaní tvoria signál FM-4.

Na obr. 3.8. znázorňuje dvojrozmerný signálový priestor a množinu signálových vektorov modulovaných hex QAM a reprezentovaných bodmi, ktoré sú usporiadané v pravouhlom poli.

Z obr. 3.8. možno vidieť, že vzdialenosť medzi signálovými vektormi v signálovom priestore s QAM je väčšia ako s QPSK, preto je QAM odolnejšia voči šumu v porovnaní s QPSK,

Ako už názov napovedá, kvadratúrne kľúčovanie fázovým posunom (QPSK) je modifikáciou binárneho kľúčovania fázovým posunom (BPSK). Pamätajte, že BPSK je vlastne modulácia DSBSC digitálna správa ako modulačný signál. Je dôležité poznamenať, že pri modulácii BPSK sa informácie prenášajú postupne bit po bite. QPSK je tiež typ modulácie DSBSC, ale prenáša dva bity počas každého časového intervalu bez použitia inej nosnej frekvencie.

Pretože QPSK prenáša bity v pároch, môže sa zdať, že prenosová rýchlosť je dvakrát vyššia ako BPSK. V skutočnosti konverzia sekvencie jednotlivých bitov na sekvenciu dvojitých bitov nevyhnutne znižuje prenosovú rýchlosť na polovicu, čo neumožňuje žiadne zvýšenie rýchlosti.

Prečo je potom potrebná táto modulačná metóda? Znížením rýchlosti prenosu signálu na polovicu umožňuje metóda QPSK obsadiť polovicu rádiového frekvenčného spektra ako signál BPSK. To umožňuje zvýšiť počet účastníkov v komunikačnom kanáli.

Obrázok 1 zobrazuje blokovú schému implementácie matematický model Modulátor QPSK.

Na vstupe modulátora sa párne bity (očíslované 0, 2, 4 atď.) extrahujú z dátového toku pomocou „rozdeľovača bitov“ a vynásobia sa nosnou frekvenciou, čím sa vytvorí signál BPSK, označený ako PSKI. Súčasne sa z dátového toku extrahujú aj nepárne bity (očíslované 1, 3, 5 atď.) a vynásobia sa tou istou nosnou, posunutou o 90°, čím sa vytvorí druhý signál BPSK, označený ako PSK Q. Toto je princíp činnosti modulátora QPSK.

Pred vyslaním signálu QPSK sa dva signály BPSK jednoducho sčítajú a keďže majú rovnakú nosnú frekvenciu, signály zaberajú rovnakú časť spektra. Avšak na oddelenie signálov, ktorých nosné sú posunuté o 90º, je potrebný prijímač s fázovým diskriminátorom.

Obrázok 2 zobrazuje blokovú schému implementácie matematického modelu demodulátora QPSK.

Vo vyššie uvedenej schéme sa demodulácia dvoch signálov BPSK vykonáva nezávisle a súčasne pomocou dvoch detektorov založených na multiplikátoroch. Na výstupoch detektorov sa objavia páry bitov pôvodných dát, ktoré sa pomocou komparátora očistia od skreslení a pomocou 2-bitového paralelne-sériového prevodníka sa zostavia do pôvodnej sekvencie.

Aby ste pochopili, ako každý detektor zachytáva iba jeden signál BPSK namiesto oboch, nezabudnite, že detekcia signálu DSBSC je „citlivá“ na fázový posun. Príjem správy bude teda optimálny len vtedy, ak sú nosné oscilácie vysielača a prijímača presne vo fáze. Je dôležité poznamenať, že s fázovým nesúladom 90º sa príjem správy stáva nemožným, pretože amplitúda rekonštruovaného signálu sa stane nulovou. Inými slovami, správa je úplne potlačená.

Demodulátor QPSK premieňa túto okolnosť na výhodu. Všimnite si, že detektory produktov na obrázku 2 používajú jeden nosič, ale pre jeden z detektorov je nosič posunutý o 90°. V tomto prípade jeden detektor obnovuje dáta z jedného signálu BPSK, pričom odmieta ďalší signál BPSK, a druhý detektor obnovuje druhý signál BPSK, pričom odmieta prvý signál BPSK.

2.4.4. Príklady implementácie typov modulácie BPSK, QPSK a QAM. Základy teórie mobilných a bezdrôtová komunikácia

2.4.4. Príklady implementácie typov modulácie BPSK, QPSK a QAM

Pri vytváraní širokopásmového rádiového signálu v rámci prideleného frekvenčného rozsahu sa modulácia nosnej (v systéme priameho rozprestretého spektra s jednou nosnou frekvenciou) alebo čiastkových nosných v systéme OFDM vykonáva bitovými impulzmi prichádzajúcimi z výstupu kanálového kódovača. Postupnosť takýchto bitov obsahuje užitočné informácie, servisné informácie a všetky potrebné riadiace informácie. Spektrálne efektívne využívajú tzv typy modulácie, pomocou ktorej je možné pri jednom odoslaní preniesť naraz informáciu o t bitoch. Takýto predpoklad sa nazýva symbol. Vytvára sa minimálna požadovaná šírka spektra, určená typom modulácie. Patria sem spektrálne efektívne typy modulácie, obsahujúce informácie z m bitov v jednom symbole m- pozičné ( m-ichny) modulačné systémy. Tieto modulačné metódy zahŕňajú BPSK, QPSK, QAM a ich rôzne variácie.

Fázová modulácia BPSK a QPSK

Rádiový signál s binárnym kľúčovaním fázovým posunom (tiež nazývaným binárne FM alebo FM-2) BPSK (Binary Phase Shift Keying) môže byť reprezentovaný ako:

To znamená, že modulovaný signál má formu harmonických kmitov, ktorých fáza sa v závislosti od prenášaného symbolu +1 alebo -1 môže náhle zmeniť o .

Uvažujme špeciálny prípad, zvyčajne používané v digitálnych prenosových systémoch, keď je tvar symbolu obdĺžnikový:

(2.18)

teda

Vypočítame výkonovú spektrálnu hustotu modulačného procesu s tvarom symbolu (3.18) ako Fourierovu transformáciu:

Preto možno výkonovú spektrálnu hustotu rádiového signálu získať priamo zo spektra modulačného signálu:

a fyzické spektrum (t. j. len pre kladné frekvencie) rádiového signálu FM-2 má v posudzovanom prípade tvar:

Aby sme následne porovnali spektrá pre rôzne modulačné metódy a zvýšili rozsah možných hodnôt pri konštrukcii zodpovedajúcich grafov, zavedieme normalizáciu spektra na jeho maximálnu hodnotu a použijeme logaritmickú stupnicu pozdĺž osi y:

(2.20)

Označenie pre rýchlosť prenosu informácií sa tu zaviedlo od r

s FM-2 sa počas trvania symbolu (v sekundách) prenesie 1 bit. Produkt je bezrozmerný a často sa používa na vykresľovanie spektier pre rôzne modulačné metódy.

Na obr. Obrázok 2.16 ukazuje graf funkcie fyzickej spektrálnej hustoty z (2.19) oproti normalizovanej hodnote (v grafe je pre stručnosť označená písmenom ). Pre uvažovaný príklad je graf označený ako a znázornený bodkovanou čiarou.

Výkonová spektrálna hustota signálu QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) sa môže získať podobne ako spektrálna hustota signálu BPSK. Pre všeobecnosť napíšme signál QPSK v tvare:

kde su funkcie

súfázové a kvadratúrne zložky modulačného signálu; impulz teraz trvá dvakrát dlhšie ako sekvencia impulzov obsahuje nepárne jednotky a postupnosť - párne symboly pôvodnej postupnosti. Tu, rovnako ako v predchádzajúcom prípade, budeme predpokladať, že prvky pôvodnej sekvencie sú diskrétne náhodné premenné, ktoré nadobúdajú hodnoty b alebo - b s rovnakou pravdepodobnosťou; prvky s rôzne významy indexy sú nezávislé.

Každý člen v (2.21) má podobnú formu ako signál FM-2 a líši sa len tým, že teraz sa trvanie jedného symbolu rovná 2Ts. Ak vo vzorci pre spektrálnu hustotu signálu PM-2 nahradíme v(t) g(t) a T C 2T C, dostaneme výraz pre spektrálnu hustotu signálu QPSK:

Graf tejto funkcie je znázornený na obr. 2.16 plnou čiarou a je vyznačené Gs2(f) . Šírka lalokov spektra signálu QPSK je polovica šírky spektra signálu PM-2 pri rovnakej rýchlosti prenosu informácií (pretože argument sínusu sa stal dvakrát väčším). Rýchlosť poklesu bočných lalokov však zostáva rovnaká. Čo je však dôležitejšie je, že šírka hlavného laloku viacpolohového signálu sa zmenšuje.

Ryža. 2.16. Závislosť spektrálnej hustoty od normalizovanej hodnoty (f~f 0)/R6

Zdôrazňujeme, že v súlade s posledným vzorcom na určenie G s (f) maximálne hodnoty bočných lalokov spektra klesajú ako 1/(f- f 0 ) 2 . Prvý bočný lalok je 13 dB pod hlavným lalokom pri nosnej frekvencii, druhý je 18 dB, atď. To znamená, že výkonová spektrálna hustota klesá relatívne pomaly, keď sa odchyľuje od nosnej frekvencie. Preto je sila mimopásmových emisií pre túto modulačnú metódu s pravouhlým tvarom elementárneho symbolu dosť veľká, čo je nevýhoda tohto typu rádiový signál.

Šírka hlavného laloku medzi najbližšími nulami sa často považuje za šírku fyzického spektra rádiového signálu FM-2, ktorá sa rovná Δf = 2/T s, t.j. kde (f-f 0)Tc = ±1. Toto pásmo obsahuje približne 95 % výkonu tohto signálu.

Obvod modulátora sa ukáže ako najjednoduchší (obr. 2.17, a). Modulačné impulzy môžu mať hodnotu +1 pre prenos logickej 1 a -1 pre prenos logickej 0. Jeden bit prenášanej správy zodpovedá jednému symbolu modulovaného kmitania vo forme harmonického kmitania s počiatočnou fázou 0 alebo π. . Je vhodné znázorniť takýto stav symbolu ako konšteláciu stavov, ako je znázornené na obr. 2,17, b.

Moduláciu QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) možno považovať za duálnu metódu BPSK, v ktorej má jeden BPSK fázový posun +π /4 a - π/4, a druhý na +3π/4 a - 3π/4 (alebo +π /4, +7π/4,+3π/4 a+5π/4). Preto sa tento typ modulácie nazýva aj štvorúrovňová PSK (FM-4). Pri tomto spôsobe modulácie každá signálová časť modulovaného signálu zodpovedá dvom bitom. Povedzme napríklad:

Túto metódu možno pohodlne implementovať pomocou schémy kvadratúrnej modulácie. Prenášaný sériový bitový tok sa konvertuje na paralelný (napríklad rozdelenie na nepárne a párne bity). Prúd s nepárnymi bitmi sa privádza do modulátora, kde je z generátora (syntetizátora) dodávaná aj referenčná frekvencia kmitov nosnej frekvencie. cos(ω 0 t) . Tento modulačný kanál sa nazýva spoločný režim a je označený písmenom ja. Prúd s párnymi bitmi sa privádza do iného modulátora. Druhý modulátor je napájaný rovnakou referenčnou frekvenciou ako prvý modulátor, ale v počiatočnej fáze je posunutý o -π/2, teda o oscilácie. Keďže kosínus a sínus sú ortogonálne funkcie, hovorí sa, že sú v kvadratúre. Preto sa druhý modulačný kanál nazýva kvadratúrny a označuje sa písmenom Q. V praxi sa oscilácie referenčnej frekvencie pre oba modulačné kanály získavajú z rovnakého syntetizátora. To zaisťuje konzistentnú stabilitu referenčnej frekvencie v oboch kanáloch. Kosínusové oscilácie sú dodávané do súfázového kanála a oscilácie s predbežným oneskorením štvrtiny periódy sú dodávané do kvadratúrneho kanála. Pri výpočte je vhodné uvažovať amplitúdy oscilácií referenčnej frekvencie v oboch kanáloch rovnú 1/√2 tak, aby amplitúda celkových oscilácií bola rovná 1. Signály z výstupu modulátorov oboch kanálov sa sčítajú a získa sa výstupný signál kvadratúrneho modulátora. Obvod modulátora je znázornený na obr. 2.18.

Pretože vstupný prúd je rozdelená na dva paralelné, potom, aby sa zachovala rovnaká prietoková rýchlosť, trvanie bitových impulzov v paralelných tokoch sa v čase zdvojnásobí, a teda rýchlosť v paralelných kanáloch sa zníži na polovicu. Okrem toho, aby sa zabezpečili fázové skoky na bitových impulzoch v paralelných tokoch, sú vyrobené bipolárne, takže napríklad modulačné impulzy budú mať hodnotu +1 pre prenos logickej 1 a -1 pre prenos logickej 0. Označenie amplitúd modulačné impulzy v kvadratúrnych kanáloch ako oscilácie na Výstup modulátora QPSK je možné zapísať:

Pretože na jeden symbol sa prenášajú dva bity, konštelácia signálu bude mať tvar znázornený na obr. 2.19.

Je potrebné poznamenať, že v konštelácii signálu sú polohy všetkých hodnôt symbolov v rovnakej vzdialenosti od pôvodu. To znamená rovnosť amplitúd všetkých symbolických kmitov. V zásade nie je potrebné, aby sa hodnoty symbolov nachádzali v rohoch štvorca. Môžu byť tiež umiestnené okolo kruhu. Možno tiež poznamenať, že je možné ďalej skomplikovať modulačnú schopnosť vykonaním fázových posunov s menším uhlom. Potom bude každý symbol prenášať viac bitov a na konštelácii signálu bude viac bodov. Potom však v podmienkach vystavenia hluku bude ťažšie rozlíšiť fázové uhly pri príjme, takže sa zvyšuje pravdepodobnosť chybnej rekonštrukcie pri prijímaní symbolov.

Kvadratúrna amplitúdová modulácia QAM

Kvadratúrna amplitúdová modulácia QAM - QAM (Quadrature Amplityde Modulation) slúži! príklad modulácie s veľkým počtom bitov v symboloch. V dôsledku toho je možné získať väčší počet stavov. Názov 16-QAM znamená 16 stavov na konštelácii signálu a 64-QAM znamená 64 stavov. QAM kombinuje amplitúdovú a fázovú moduláciu. Výstupné oscilácie sú tvorené pridaním modulovaných signálov kvadratúrnych kanálov, ako pri kľúčovaní fázovým posunom, ale obe nosné sú teraz amplitúdovo modulované. Impulzné signály v paralelnom toku sú unipolárne. Logická 1 zodpovedá signálu ±A m. (znamienko mínus zodpovedá zmene fázy modulovaných kmitov na π ;) a logická 0 zodpovedá nulovej úrovni. Okrem toho logická 1 vytvára oscilácie s amplitúdou na výstupe modulátora Am a logická 0 nevytvára oscilácie. Výstupný signál tak bude modulovaný (presnejšie manipulovaný) vo fáze aj amplitúde. Ak sa vstupný bitový tok po konverzii zo sériového na paralelný prevedie na viacúrovňový impulzný signál, potom výstup modulátora vytvorí fázovo posunuté, viacúrovňové amplitúdové oscilácie. Obvod modulátora QAM je principiálne identický s obvodom QPSK (pozri obr. 2.15). Jediný rozdiel je v tom, že v prevodníku prúdu zo sériového na paralelný sa vykonáva viacúrovňový prevod bitových symbolov. K dnešnému dňu bola zvládnutá technika vytvárania modulátorov QPSK s 256 alebo viacerými stavmi.

Jeden symbol signálu kanála s touto modulačnou metódou môže byť reprezentovaný nasledujúcou rovnosťou:

v ktorej je komplexná amplitúda tohto kanálového symbolu, m = 1, 2,...,M. Pri konštrukcii signálovej konštelácie tohto signálu je vhodnejšie použiť skutočnú a imaginárnu časť komplexnej amplitúdy:

kde m a b m- súradnice m-tého bodu konštelácie signálu QAM signálu.

Na obr. Na obrázku 2.20 je znázornená konštelácia signálu KAM-16 (väčší počet stavov skomplikuje kreslenie).

Ryža. 2.20. Konštelácia signálu QAM

Treba poznamenať, že rôzne symboly kanálov tohto signálu majú rôzne energie; vzdialenosť medzi rôznymi signálnymi bodmi sa tiež ukazuje byť odlišná. V dôsledku toho je pravdepodobnosť zámeny symbolov u prijímača pre rôzne postavy sa ukáže byť iný.

Jeden kanálový symbol takéhoto signálu môže niesť n = log 2 m informačných bitov. Najmä vtedy, keď m=16 máme n=4. Preto, ak stále predpokladáme, že trvanie jedného bitu je rovnaké, potom trvanie jedného kanálového symbolu signálu KAM sa rovná TKC = n Tc Preto pri generovaní tohto signálu musí byť tok informačných bitov zoskupený do blokov s n bitmi. Každému bloku musí byť priradený jeden symbol kanálu. Vytvorenie takejto korešpondencie sa nazýva kódovanie signálu.

Na obr. 2.20 signálna konštelácia má tvar štvorca alebo štvorcovej mriežky, v uzloch ktorých sa nachádzajú signálne body. Toto nie je jediná možná forma konštelácie signálu a nie vždy najlepšia. Signálne konštelácie môžu mať napríklad tvar kríža alebo kruhu, čo je často potrebné pre veľké hodnoty m. Vzdialenosť od stredu súradníc zodpovedá úrovni amplitúdy oscilácie. IN moderné systémy Pri komunikácii môže hodnota tohto parametra presiahnuť 1024.

Pre veľké hodnoty m je jednoduchšie špecifikovať množiny možných súradníc signálnych bodov pomocou celých čísel, číslovaním signálnych bodov od začiatku súradníc. Napríklad pre štvorcové pole signálov znázornené na obr. 2.20 môžete zaviesť notáciu min A bmin pre súradnice bodov najbližšie k počiatku. Potom, ak všetky susedné body majú rovnakú vzdialenosť medzi sebou pozdĺž každej osi, potom súradnice zostávajúcich bodov môžu byť vyjadrené prostredníctvom hodnôt súradníc najbližších bodov pomocou vzťahov:

kde indexy k a I nadobúdajú celočíselné hodnoty. Napríklad pre súhvezdie na obr. 2.20 hodnoty indexu patria do súboru (-3, -1, +1, +3). Množinu všetkých bodov tejto signálnej konštelácie je možné špecifikovať pomocou matice:

Spektrálna šírka signálu QAM je približne rovnaká ako šírka m-árneho signálu FM. Avšak túto metódu modulácia môže poskytnúť nižšiu bitovú chybovosť prenášané informácie a preto sa niekedy ukazuje ako výhodnejšie. Treba však poznamenať, že keďže amplitúda signálu QAM trvá rôzne významy, potom je použitie tejto modulačnej metódy sprevádzané zvýšenými požiadavkami na linearitu prenosového kanála.

V dôsledku ortogonality spektier má prítomnosť malého zvyšku bočných lalokov pomocných nosných spektier malý vplyv na kvalitu rozlíšiteľnosti, preto požiadavky na filtre v kanáloch pomocnej nosnej vlny, ktoré obmedzujú bočné laloky, nemusia byť také. prísnejšie, čo zjednodušuje ich návrh obvodu a znižuje náklady. Subnosné v prijímači sú oddelené od celkového signálu pomocou rýchlej Fourierovej transformácie. Užívateľská prevádzka, ktorá prijíma malý počet čiastkových nosných, vyžaduje menej výpočtových zdrojov pre Fourierovu transformáciu, čo šetrí čas a náklady na prenos.

Rôzne spôsoby modulácie poskytujú rôzne prenosové rýchlosti pri rôznych pomeroch signálu k šumu. Použitie poskytuje viac vysoká rýchlosť prenos, ale vyžaduje vyšší odstup signálu od šumu. Preto je vhodné použiť túto metódu pre používateľov, ktorí sa nachádzajú v blízkosti Základná stanica. Na diaľku sa používajú QPSK a BPSK, ktoré umožňujú prevádzku pri nižších hodnotách signál-šum Systém automaticky prepína z jedného typu modulácie na druhý pri zmene podmienok prenosu (pomer signál-šum - S/N). Schematické oblasti použitia rôzne cesty modulácie v závislosti od vzdialenosti sú znázornené na obr. 2.21.

Ryža. 2.21. Konvenčné aplikačné zóny modulačných metód

Sadzby kódovania na rôzne druhy modulácia: BPSK - 1/2, QPSK - 1/2. 3/4, 16 QAM - 1/2, 2/3. 3/4, 64 QAM - 2/3, 3/4.

V tabuľke Tabuľka 2.1 poskytuje porovnávacie údaje pre normy 802.16, 802.16-2004 a 802.16e.

Tabuľka 2.1. Porovnávacie údaje pre štandardy 802.16, 802.16-2004 a 802.16e

možnosti	802.16	802.16-2004	802,16e
Rozsah	10-66 GHz	Pod 11 GHz	Pod 11 GHz
Podmienky používania	Priama viditeľnosť	Priama a nepriama viditeľnosť	Priama a nepriama viditeľnosť
Rýchlosť prenosu	32,0-134,4 Mbit/s	1,0 – 75,0 Mbit/s
Modulačná vidlica	QPSK, 16 QAM. 64 QAM, jeden nosič	QPSK, 16 QAM, 64 QAM, jedna nosná. Alebo QPSK, 16 QAM. 64 QAM. 256 QAM, voliteľný BPSK OFDM
Duplexný rozstup	TDD/FDD	TDDA/DD	TDD/FDD
Šírka čiary	20,25 a 28 M1ts	Variabilné 1,25-20 MHz	Variabilné 1,25-20 MHz
Typický polomer pokrytia	2-5 km	4-6 km	4-8 km

Používateľovi môžu byť (teoreticky) poskytnuté všetky subnosné, ktoré budú poskytovať najvyššiu možnú rýchlosť v systéme (napríklad 75 alebo 134 Mbit/s). Malo by byť zrejmé, že ide o maximálnu prenosovú rýchlosť, ktorú môže systém poskytnúť. Toto zahŕňa informačná prevádzka, a riadiace a signalizačné kanály atď. Skutočná prenosová rýchlosť užívateľskej prevádzky bude samozrejme nižšia. Napríklad pri poskytovaní 256 frekvenčných čiastkových nosných pre užívateľskú prevádzku je možné prideliť len 192 čiastkových nosných, 8 je pridelených pre pilotné signály a 56 zostáva prázdnych ako ochranný interval. Úroveň pilotných signálov je o 2,5 dB vyššia ako úroveň ostatných pomocných nosných. Rozloženie subnosných v rámci 256 subnosných je možné vidieť na obr. 2.22.

Ryža. 2.22. Pridelenie subcarrier

Počas ochranných intervalov nie sú vysielané nosiče a prenos sa neuskutočňuje. V strede frekvenčného intervalu pomocnej nosnej sa nachádza nulová jednosmerná nosná (stredná nosná), ktorá označuje stred frekvenčného pásma. Nie je na ňom žiadna radiácia.

Každému užívateľovi môže byť pridelená iba časť čiastkových nosných. Týmto spôsobom môžu byť subnosné distribuované medzi užívateľov (802.16-2004) alebo dynamicky prerozdeľované (802.16e), poskytujúc prenosové rýchlosti, ktoré potrebujú.

Na obr. Obrázok 2.23 zobrazuje možné rozloženie prevádzky používateľov 1, 2, 3 atď. v čase a medzi subnosné. Podmienené rozdelenie prevádzkových čiastkových nosných je zobrazené bez zobrazenia ochranných intervalov, pilotných signálov atď.

V systéme WiMAX sa predpokladá, že jedným z druhov platieb za využívanie služieb bude platba za poskytnuté frekvenčné pásma alebo za poskytnutú prenosovú rýchlosť.

Využitie OFDM je veľmi efektívna metóda bojovať proti medzisymbolové rušenie spôsobené superpozíciou odrazených a časovo oneskorených kópií signálu. Keďže trvanie prenosu bitov sa stalo NT b, podiel času prenosu ovplyvneného rušením v porovnaní s trvaním prenosu sa oveľa zmenšil ako v prípade, keď pri iných modulačných metódach sa trvanie prenosu rovnalo T b. Energia nedotknutej časti parcely sa stáva dostatočnou na jej správnu obnovu. Rozšírenie časti bitov v čase je zvolené tak, aby bolo výrazne väčšie ako priemerný štatistický čas interferencie.

Signál OFDM má niekoľko pozoruhodných vlastností. Po prvé, celková šírka pásma obsadených frekvencií je minimálna. Preto je možné umiestniť vo frekvenčnom pásme pridelenom pre systém maximálny počet subnosné. Po druhé, spektrum celkového signálu je široké a takýto signál má všetky vlastnosti širokopásmové signály. Preto je možné interferencie efektívne riešiť v podmienkach viacerých ciest. Pozitívne aspekty signálu OFDM tam nekončia. Keďže spektrum je široké, nie celé spektrum, ale iba jeho malá časť môže byť vystavená hlbokému vyblednutiu v dôsledku rušenia v akomkoľvek danom čase. V tomto prípade dôjde k zhoršeniu iba tých symbolov, ktoré modulovali dotknuté subnosné, t.j. iba časť informácií. Ak organizujete kontrolu kvality kanála s určitou frekvenciou (napríklad pomocou špeciálnych bitov zavedených počas procesu prenosu), môžete prevádzkové informácie o kvalite kanála v každom frekvenčnom rozsahu. Preto je možné upraviť výkon na každej pomocnej nosnej, čím sa výrazne zníži Negatívny vplyv rušenie alebo selektívne rušenie.

Z teórie komunikácie je známe, že binárna fázová modulácia BPSK má najvyššiu odolnosť proti šumu. V niektorých prípadoch je však možné znížením odolnosti komunikačného kanála voči šumu túto odolnosť zvýšiť priepustnosť. Navyše pri použití kódovania odolného voči hluku môžete presnejšie plánovať oblasť pokrytú systémom mobilnej komunikácie.

Štvorpolohová fázová modulácia využíva štyri hodnoty nosnej fázy. V tomto prípade by fáza y(t) signálu opísaného výrazom (25) mala nadobúdať štyri hodnoty: 0°, 90°, 180° a 270°. Bežnejšie sa však používajú iné fázové hodnoty: 45°, 135°, 225° a 315°. Tento typ znázornenia kvadratúrnej fázovej modulácie je znázornený na obrázku 1.

Obrázok 1. Polárny diagram štvorpolohového fázového modulačného signálu QPSK.

Rovnaký obrázok ukazuje bitové hodnoty prenášané každým stavom nosnej fázy. Každý stav prenáša dva bity naraz užitočná informácia. V tomto prípade sa obsahy bitov vyberú takým spôsobom, že prechod do susedného stavu nosnej fázy v dôsledku chyby príjmu nevedie k viac ako jedinej chybe bitu.

Typicky sa na generovanie modulačného signálu QPSK používa kvadratúrny modulátor. Na implementáciu kvadratúrneho modulátora budete potrebovať dva multiplikátory a . Vstupy multiplikátora je možné dodať so vstupnými bitovými tokmi priamo v kóde NRZ. takýto modulátor je znázornený na obrázku 2.

Obrázok 2 Štrukturálna schéma modulátor QPSK – NRZ

Pretože v tomto prípade sa dva bity vstupného bitového toku prenášajú naraz počas jedného intervalu symbolov, symbolová rýchlosť tohto typu modulácie je 2 bity na symbol. To znamená, že pri implementácii modulátora by mal byť vstupný tok rozdelený na dve zložky – fázovú zložku I a kvadratúrnu zložku Q. Nasledujúce bloky by mali byť synchronizované symbolovou rýchlosťou.

Pri tejto implementácii je spektrum signálu na výstupe modulátora neobmedzené a jeho približná podoba je znázornená na obrázku 3.

Obrázok 3. Spektrum signálu QPSK modulovaného signálom NRZ.

Prirodzene, tento signál môže byť obmedzený použitím spektra pásmový filter, zapnutý na výstupe modulátora, ale to sa nikdy nerobí. Filter Nyquist je oveľa efektívnejší. Bloková schéma kvadratúrneho modulátora signálu QPSK, postaveného pomocou Nyquistovho filtra, je znázornená na obrázku 4.

Obrázok 4. Bloková schéma modulátora QPSK s použitím Nyquistovho filtra

Nyquistov filter je možné implementovať iba pomocou digitálna technológia, preto v obvode znázornenom na obrázku 4 je a digitálno-analógový prevodník(DAC). Zvláštnosťou činnosti Nyquistovho filtra je, že v intervaloch medzi referenčnými bodmi by na jeho vstupe nemal byť žiadny signál, preto je na jeho vstupe tvarovač impulzov, ktorý vydáva signál na svoj výstup iba v čase referenčných bodov. Zvyšok času je na jeho výstupe nulový signál.

Príklad tvaru prenášaného digitálneho signálu na výstupe Nyquistovho filtra je na obrázku 5. Signál na grafe sa javí ako súvislý v dôsledku dostatočného vysoká frekvencia vzorkovanie.

Obrázok 5. Príklad časového diagramu Q signálu pre štvorpolohovú fázovú moduláciu QPSK

Keďže sa vo vysielacom zariadení používa Nyquistov filter na zúženie spektra rádiového signálu, nedochádza k medzisymbolovému skresleniu signálu iba v signálových bodoch. To možno jasne vidieť z diagramu oka signálu Q znázorneného na obrázku 6.

Obrázok 6. Schéma oka signálu na vstupe modulátora Q

Okrem zúženia spektra signálu vedie použitie Nyquistovho filtra k zmene amplitúdy generovaného signálu. V intervaloch medzi referenčnými bodmi signálu sa môže amplitúda buď zvýšiť vo vzťahu k nominálnej hodnote, alebo sa môže znížiť takmer na nulu.

Aby bolo možné sledovať zmeny v amplitúde signálu QPSK a jeho fáze, je lepšie použiť vektorový diagram. Fázorový diagram toho istého signálu znázorneného na obrázkoch 5 a 6 je znázornený na obrázku 7.

Obrázok 7 vektorový diagram signálu QPSK s α = 0,6

Zmena amplitúdy signálu QPSK je viditeľná aj na oscilograme signálu QPSK na výstupe modulátora. Najcharakteristickejšia časť diagramu časovania signálu znázorneného na obrázkoch 6 a 7 je znázornená na obrázku 8. Na tomto obrázku sú jasne viditeľné ako poklesy amplitúdy modulovaného nosiča signálu, tak aj zvýšenie jeho hodnoty vzhľadom na nominálnu úroveň.

Obrázok 8. Časový diagram signálu QPSK s α = 0,6

Signály na obrázkoch 5...8 sú zobrazené pre prípad použitia Nyquistovho filtra s faktorom zaokrúhľovania a = 0,6. Pri použití filtra Nyquist s nižšia hodnota tohto koeficientu bude mať vplyv postranných lalokov impulznej odozvy Nyquistovho filtra silnejší účinok a štyri signálové cesty jasne viditeľné na obrázkoch 6 a 7 sa spoja do jednej súvislej zóny. Okrem toho sa amplitúda signálu zvýši v porovnaní s nominálnou hodnotou.

Obrázok 9 – spektrogram signálu QPSK s α = 0,6

Prítomnosť amplitúdovej modulácie signálu vedie k tomu, že v komunikačných systémoch využívajúcich tento typ modulácie je potrebné použiť vysoko lineárny výkonový zosilňovač. Bohužiaľ, takéto výkonové zosilňovače majú nízku účinnosť.

Frekvenčná modulácia s minimálnym frekvenčným odstupom umožňuje znížiť šírku frekvenčného pásma, ktoré zaberá digitálny rádiový signál vo vzduchu. Avšak ani tento typ modulácie nespĺňa všetky požiadavky na moderné mobilné rádiové systémy. Typicky je signál MSK v rádiovom vysielači filtrovaný bežným filtrom. Preto sa objavil ďalší typ modulácie s ešte užším spektrom rádiových frekvencií vo vzduchu.

Literatúra:

1. "Návrh rádiových prijímacích zariadení" vyd. A.P. Sivers - M.: "Vyššia škola" 1976 s
2. Palshkov V.V. "Rozhlasové prijímacie zariadenia" - M.: "Rádio a komunikácie" 1984 s

Spolu s článkom „Štvorpolohová fázová modulácia (QPSK)“ čítajte:

http://site/UGFSvSPS/modul/DQPSK/

http://site/UGFSvSPS/modul/BPSK/

http://site/UGFSvSPS/modul/GMSK/

http://site/UGFSvSPS/modul/FFSK/