stelling

2.1 Een LNA-circuit kiezen

In overeenstemming met de bovenstaande overwegingen is het noodzakelijk dat de geluidsarme versterker aan de volgende specificaties voldoet:

versterkingsfactor niet minder dan 20 dB;

geluidsgetal niet meer dan 3 dB;

dynamisch bereik niet minder dan 90 dB,

middenfrequentie 808 MHz.

bovendien had het een hoge stabiliteit van kenmerken, hoge bedrijfszekerheid, kleine afmetingen en gewicht.

Rekening houdend met de vereisten voor een ruisarme versterker, zullen we mogelijke opties overwegen om het probleem op te lossen. Bij het overwegen van mogelijke opties zullen we rekening houden met de omstandigheden waaronder de ontvangende-zendmodule zal worden bediend (plaatsing aan boord van het vliegtuig en de impact van externe factoren zoals temperatuurverschillen, trillingen, druk, enz.). Laten we ruisarme versterkers analyseren die zijn gemaakt met behulp van verschillende elementbasis.

De stilste microgolfversterkers zijn momenteel kwantumparamagnetische versterkers (masers), die worden gekenmerkt door extreem lage ruistemperaturen (minder dan 20 o K) en daardoor een zeer hoge gevoeligheid. De kwantumversterker bevat echter een cryogeen koelsysteem (tot een vloeibare heliumtemperatuur van 4,2 o K), dat grote afmetingen en gewicht heeft, hoge kosten, evenals een omvangrijk magnetisch systeem voor het creëren van een sterk constant magnetisch veld. Dit alles beperkt de reikwijdte van kwantumversterkers tot unieke radiosystemen - ruimtecommunicatie, langeafstandsradar, enz.

De noodzaak om microgolfradio-ontvangers te miniaturiseren, hun efficiëntie te verhogen en de kosten te verlagen, heeft geleid tot het intensieve gebruik van ruisarme versterkers op basis van halfgeleiderinrichtingen, waaronder halfgeleiderparametrische, tunneldiode- en microgolftransistorversterkers.

Halfgeleider parametrische versterkers (SPA) werken in een breed frequentiebereik (0,3 ... 35 GHz), hebben bandbreedtes van fracties tot enkele procenten van de middenfrequentie (typische waarden van 0,5 ... 7%, maar bandbreedtes tot 40% kan worden behaald); de transmissiecoëfficiënt van één trap bereikt 17…30dB, het dynamische bereik van ingangssignalen is 70…80dB. Als pompgeneratoren worden generatoren gebruikt op basis van lawine-overspanningsdiodes en Gunn-diodes, evenals op microgolftransistors (met en zonder frequentievermenigvuldiging). Parametrische halfgeleiderversterkers zijn de meest ruisarme halfgeleiderversterkers en in het algemeen van alle ongekoelde microgolfversterkers. Hun geluidstemperatuur varieert van tientallen (bij decimetergolflengten) tot honderden (bij centimetergolflengten) graden Kelvin. Met diepe koeling (tot 20 o K en lager) zijn ze qua ruiseigenschappen vergelijkbaar met kwantumversterkers. Het koelsysteem verhoogt echter de afmetingen, het gewicht, het stroomverbruik en de kosten van de PPU. Daarom worden gekoelde PPU's voornamelijk gebruikt in terrestrische radiosystemen, waar zeer gevoelige radio-ontvangers nodig zijn en de afmetingen, het gewicht en het stroomverbruik niet zo belangrijk zijn.

De voordelen van PPU in vergelijking met versterkers op basis van tunneldiodes en microgolftransistors, naast betere ruiseigenschappen, omvatten de mogelijkheid om in het hogere frequentiebereik te werken, grotere versterking van één trap, de mogelijkheid van snelle en eenvoudige elektronische frequentie-afstemming ( binnen 2 ... 30%). De nadelen van PPU zijn de aanwezigheid van een microgolfpompgenerator, een kleinere bandbreedte, grote afmetingen en gewicht, en aanzienlijk hogere kosten, in tegenstelling tot transistormicrogolfversterkers.

Vergeleken met andere halfgeleiderversterkers hebben tunneldiodeversterkers kleinere afmetingen en gewicht, voornamelijk bepaald door de afmetingen en massa van ferrietcirculatiepompen en -kleppen, een lager stroomverbruik en een grote bandbreedte. Ze werken in het frequentiebereik 1 ... 20 GHz, hebben een relatieve bandbreedte van 1,7 ... 65% (typische waarden 3,5 ... 18%), de transmissiecoëfficiënt van één trap is 6 ... 20 dB, het ruisgetal is 3,5 ... 4,5 dB bij decimetergolven en 4 ... 7 dB op centimeter, het dynamisch bereik van ingangssignalen is 50 ... 90 dB. Tunneldiodeversterkers worden voornamelijk gebruikt in apparaten waar het nodig is om een ​​groot aantal lichte en kleine versterkers in een klein gebied te plaatsen, bijvoorbeeld in actieve phased antenne-arrays. Vanwege hun inherente nadelen (relatief hoog ruisgetal, onvoldoende dynamisch bereik, lage diëlektrische sterkte van de tunneldiode, moeilijkheid om stabiliteit te garanderen, de noodzaak van ontkoppelingsapparatuur), zijn versterkers op basis van tunneldiodes recentelijk intensief vervangen door microgolftransistor versterkers vanwege hun inherente nadelen.

De belangrijkste voordelen van ruisarme halfgeleiderversterkers - klein formaat en gewicht, laag stroomverbruik, lange levensduur, de mogelijkheid om geïntegreerde microgolfschakelingen te bouwen - zorgen ervoor dat ze kunnen worden gebruikt in actieve gefaseerde antenne-arrays en in boordapparatuur. Bovendien hebben microgolftransistorversterkers de grootste perspectieven.

Vooruitgang in de ontwikkeling van de fysica en technologie van halfgeleiders heeft het mogelijk gemaakt om transistors te maken met goede ruis- en versterkende eigenschappen en die in het microgolfbereik kunnen werken. Op basis van deze transistoren werden ruisarme microgolfversterkers ontwikkeld.

Transistorversterkers zijn, in tegenstelling tot versterkers op basis van parametrische halfgeleiders en tunneldiodes, niet regeneratief, dus het is veel gemakkelijker om hun stabiele werking te garanderen dan bijvoorbeeld versterkers op basis van tunneldiodes.

Microwave LNA maakt gebruik van geluidsarme transistors, zowel bipolaire (germanium en silicium) als veldeffecttransistoren met een Schottky-barrière (op basis van silicium en galliumarsenide). Met bipolaire germaniumtransistoren kunt u een lager ruisgetal krijgen dan silicium, maar deze laatste zijn meer hoogfrequent. FET's met een Schottky-barrière zijn superieur aan bipolaire transistors in versterkende eigenschappen en kunnen werken bij hogere frequenties, vooral galliumarsenidetransistoren. Ruiskarakteristieken bij relatief lage frequenties zijn beter bij bipolaire transistors en bij hogere frequenties bij veldtransistors. Het nadeel van veldeffecttransistoren is hun hoge ingangs- en uitgangsimpedantie, wat breedbandmatching moeilijk maakt.

De bovenstaande overwegingen stellen ons in staat om een ​​strategie te schetsen voor de synthese van een ruisarme veldeffecttransistorversterker in een monolithisch geïntegreerd ontwerp.

Zoals eerder gekozen zal de LNA worden gebouwd op basis van de module MGA - 86563. Het elektrische schakelschema is weergegeven in figuur 2.1. Een typisch schakelcircuit wordt getoond in Figuur 2.2: Figuur 2.1 Elektrisch schakelschema MGA-86563. Figuur 2...

Hoge frequentie ontvangstpad:

Als resultaat van het uitgevoerde werk werd de MGA86563 ruisarme versterker onderzocht. De studie van de frequentierespons van de LNA werd uitgevoerd met behulp van de standaard SNPU-135, een apparaat voor het bestuderen van de frequentierespons X1-42. Het aansluitschema voor het meten van de frequentierespons wordt getoond in figuur 4...

AC naar DC spanningsmeetomvormer

Om het gelijkrichtcircuit te implementeren, gebruiken we een dubbele high-speed op-amp met veldeffecttransistoren aan de ingang van het type KR140UD282. De parameters worden gegeven in Tabel 5 en het schakelcircuit wordt getoond in Fig. 8...

Geïntegreerde versterker met laag geluidsniveau

Modellering in het MICRO-CAP-systeem van meetomvormers op basis van temperatuursensoren

Op basis van het gebouw is het noodzakelijk om een ​​driedraads circuit (2 opties) te bouwen voor temperatuurmeting met RTD met behulp van een stroombron (zie figuur 6.2.1). Nr. Schema Spanning aan de ingang van de TU Delft op 2 Fig.6.2.1...

Het versterkende deel van het apparaat ontwerpen

Laten we het schema gebruiken dat wordt getoond in Fig. 5 om de eindversterker te berekenen. Bij het berekenen van de MA zijn de gegeven waarden: a). Nominaal vermogen in de belasting Рн = 0,4 W; B). Belastingsweerstand Rн = 100 Ohm...

Het proces van het modelleren van de werking van het schakelknooppunt

Aangezien de common-mode-ruis 10V niet overschrijdt en de versterking niet groot is, volstaat het om de eenvoudigste differentiële versterker te nemen. Het circuit van de eenvoudigste differentiële versterker wordt getoond in figuur 5 ...

Transducer ontwikkeling

Figuur 2 De voorversterker (PA) is een operationele versterker (opamp) met negatieve feedback. Het schakelcircuit (PU) wordt getoond in figuur 2 ...

Berekening van een pulsversterker

De pulsspanningsversterker is een signaalvoorversterker die zorgt voor de normale werking van de PA...

Synthese van een inverterende versterker

Schema van een inverterende versterker met negatieve feedback: Figuur 1 - Basisschakeling van een inverterende opamp met OOS ...

Voor het gemak van het ontwikkelen en uitvoeren van berekeningen werden de blokken PU, ULF en UHF2 gecombineerd tot een gemeenschappelijk schema. De constructie was gebaseerd op de 140-UD20A-microschakeling en KT817A bipolaire transistors ...

Vergelijkende kenmerken van de technische gegevens van radiostations

Figuur 7.5 toont het elektrisch schakelschema van de UHF2-voorversterker, laagfrequentversterker en hoogfrequentversterker. Het circuit is gebaseerd op de 140-UD20A-microschakeling, die bestaat uit operationele versterkers (Da1 ...

Microfoon versterker circuit

Laten we de totale versterking bepalen, op basis waarvan het aantal versterkingstrappen wordt geselecteerd, waar de totale versterking is; effectieve nominale uitgangsspanning; effectieve nominale ingangsspanning...

Breedbandversterker

Als u begint met de ontwikkeling van een versterker, moet u zich laten leiden door algemene overwegingen van de economische haalbaarheid van de productie ervan (minimalisering van actieve apparaten, elementen en componenten door hun aantal ...

Er zijn veel versterkers waarvoor een van de belangrijkste vereiste parameters de vereiste is om minimale uitgangsruis te garanderen. Typisch worden dergelijke circuits gebruikt om signalen van verschillende sensoren te versterken, evenals in ontvangers met directe conversie, waar de hoofdversterking wordt uitgevoerd bij lage frequenties. Een toename van ruis maakt het onmogelijk om zwakke signalen te onderscheiden tegen een achtergrond van ruis.

De interne ruis van de versterker treedt op wanneer stroom door de passieve en actieve elementen van het circuit gaat.
Ruiskarakteristieken zijn ook in grote mate afhankelijk van de constructie van de schakeling (schakeling). Bij het ontwikkelen van een versterker met een hoge signaal-ruisverhouding is het naast de optimale keuze van het circuittype van belang om de juiste elementbasis te kiezen en de werking van de cascades te optimaliseren.

Schematische componenten selecteren

In een echte versterker is de bron van interne ruis:
1) thermische en huidige ruis van weerstanden;
2) flikkergeluid van condensatoren, diodes en zenerdiodes;
3) fluctuatieruis van actieve elementen (transistoren);
4) trillingen en contactgeluid.

Weerstanden

De inherente ruis van weerstanden is de som van thermische en huidige ruis.

Thermische ruis wordt veroorzaakt door de beweging van elektronen in het geleidende materiaal waaruit de weerstand is gemaakt (deze ruis neemt toe met toenemende temperatuur). Als er geen spanning op de weerstand werkt, wordt de ruis-EMF erop (in μV) bepaald uit de relatie:

Esh=0,0125 x f x R,
waarbij f de frequentieband in kHz is; R is de weerstand in kOhm.

Stroomruis treedt op wanneer stroom door een weerstand vloeit. In dit geval verschijnt de ruisspanning als gevolg van het effect van fluctuaties in de contactweerstanden tussen de geleidende deeltjes van het materiaal. De waarde ervan hangt lineair af van de aangelegde spanning. Daarom worden de ruiseigenschappen van weerstanden gekenmerkt door het ruisniveau, dat de verhouding is van de effectieve waarde van de variabele component van de ruisspanning Em (μV) tot de aangelegde spanning U (V): Em / U.

Het frequentiespectrum van beide soorten ruis is continu ("witte ruis"). En als het voor thermische ruis gelijkmatig wordt verdeeld tot zeer hoge frequenties, begint het voor huidige ruis al vanaf ongeveer 10 MHz te dalen.

De totale hoeveelheid ruis is evenredig met de vierkantswortel van de weerstand, dus om deze te verminderen, moet ook de weerstandswaarde in het circuit worden verlaagd.
Soms, om de ruis veroorzaakt door weerstanden te verminderen, nemen ze hun toevlucht tot hun parallelle (of serie) verbinding en stellen ze ook meer vermogen in dan nodig is voor de werking. Bovendien is het mogelijk om die typen te gebruiken waarin deze parameter vanwege de fabricagetechnologie minder is.

Niet-draadweerstanden hebben veel meer stroomruis dan thermische ruis. Het totale geluidsniveau voor verschillende soorten weerstanden kan variëren van 0,1 tot 100 µV/V.

Om verschillende weerstanden (vast en trimmers uit de SP-groep) te vergelijken, worden de maximale ruiswaarden weergegeven in tabel 1

Type weerstanden Technologische uitvoering Geluidsniveau, µV/V BLT bruin-koolstof 0,5 S2-13 S2-29V metaal-diëlektricum 1.0 S2-50 metaal-diëlektricum 1.5 MLT OMLT S2-23S2-33 metaal-diëlektricum 1...5 S2- 26 metaaloxide 0,5 SP3-4
SP3-19
SP3-23 filmcomposiet 47...100
25...47
25...47
Tabel 1 - Ruiseigenschappen van weerstanden

Zoals uit de tabel blijkt, maken afgestemde weerstanden veel meer ruis. Om deze reden is het beter om ze te gebruiken met kleine coupures of om ze helemaal uit te sluiten van het circuit.
De ruiseigenschappen van weerstanden kunnen worden gebruikt om een ​​breedbandruisgenerator te implementeren.

Als aanbevelingen voor het kiezen van weerstanden voor het samenstellen van een ruisarme versterker, kan worden opgemerkt dat het het handigst is om de typen te gebruiken: C2-26, C2-29V, C2-33 en C1-4 (onverpakt chipontwerp). Onlangs zijn geïmporteerde metaal-diëlektrische weerstanden met een laag geluidsniveau in de verkoop verschenen, vergelijkbaar met C2-23, maar met een lager ruisgetal (0,2 V / V).

Het is mogelijk om het geluid van weerstanden aanzienlijk te verminderen door ze sterk te koelen, maar deze methode is te duur en wordt zeer zelden gebruikt.

condensatoren

In condensatoren is de bron van flikkerruis de lekstroom. Oxide-condensatoren met grote capaciteit hebben de hoogste lekstromen. Bovendien neemt de lekkage toe met een toename van de capaciteit en neemt af met een toename van de toelaatbare nominale bedrijfsspanning.

Referentiegegevens voor de meest voorkomende oxidecondensatoren worden gegeven in tabel 29.
De kleinste lekstromen onder polaire condensatoren zijn: K53-1A, K53-18, K53-16, K52-18, K53-4 en andere.
Oxidecondensatoren die aan de ingang als isolatiecondensatoren zijn geïnstalleerd, kunnen de ruis van de versterker aanzienlijk verhogen. Daarom is het wenselijk om het gebruik ervan te vermijden en ze te vervangen door films (K10-17, K73-9, K73-17, KM-6, enz.), Hoewel dit zal leiden tot een aanzienlijke toename van de grootte van de structuur .

Condensatortype Fabricagetechnologie Bedrijfstemperatuur, C Lekstroom, µA K50-6
K50-16
K50-24
aluminiumoxide-elektrolytisch -10...+85
-20...+70
-25...+70 4...5000
4...5000
18...3200 K52-1
K52-2
K52-18 tantaaloxide volume-poreus -60...+85
-50...+155
-60...+155 1,2...8,5
2...30
1...30 K53-1
K53-1A
K53-18 tantaaloxide-halfgeleider -80...+85
-60...+125
-60...+125 2...5
1...8
1...63
Tabel 2 - Referentieparameters van condensatoren

Diodes en zenerdiodes

Bij gelijkstroom is de ruis van de diodes minimaal. De grootste ruis wordt veroorzaakt door de lekstroom (onder invloed van sperspanning), en hoe kleiner deze is, hoe beter. Vrij veel ruis van zenerdiodes. Deze eigenschap wordt soms zelfs gebruikt om de eenvoudigste geluidsgeneratoren voor kinderspeelgoed uit te voeren (simulatoren van surfgeluid, vuurgeluiden, enz. -L16, L17). Om maximale ruis in dergelijke circuits te verkrijgen, werken zenerdiodes bij lage stromen (met een grote extra weerstand).

transistoren

In de transistor zelf zijn de belangrijkste soorten ruis thermische en generatie-recombinatie, waarvan de spectrale vermogensdichtheid niet afhankelijk is van de frequentie.

Om het ruisniveau te verminderen, worden in ons land meestal geluidsarme bipolaire transistoren met een genormaliseerd ruisgetal (Ksh) gebruikt om in de ingangstrappen te werken. Dit zijn: (ppp) KT3102D (E), KT342V en (pn-p) KT3107E (W, L) en een aantal andere. Hierbij moet worden opgemerkt dat het gebruik van ruisarme hoogfrequente bipolaire transistoren in de lage frequentiebereik is in de regel ongepast. Voor dergelijke transistors is het ruisgetal alleen genormaliseerd in het hoogfrequente gebied en in het bereik onder 100 kHz kunnen ze net zo veel ruis hebben als alle andere. Bovendien kunnen dergelijke transistoren een neiging tot excitatie vertonen (zelfopwekking).

Als het nodig is om een ​​grote ingangsimpedantie in de ingangstrap van de versterker te krijgen, wordt vaak de veldeffecttransistor KP303V(A) gebruikt. Het is gemaakt met een pn-junctiepoort (n-type kanaal) en heeft een nominaal ruisgetal.

contactgeluid

treden op bij solderen van slechte kwaliteit (met schending van het temperatuurregime) of bij de kruising van de connectoren. Om deze reden wordt het niet aanbevolen om de ingangscircuits van een ruisarme versterker via steekverbindingen aan te sluiten. Ik ben ook een situatie tegengekomen waarbij transistoren na opnieuw solderen meer geluid maakten in hetzelfde circuit.

Trillingsgeluiden

kan optreden wanneer het apparaat wordt bediend op bewegende objecten of op plaatsen met verhoogde trillingen van bedieningsapparatuur. Ze ontstaan ​​door de overdracht van mechanische trillingen naar de condensatorplaten, waartussen een potentiaalverschil bestaat (het zogenaamde "piëzo-microfooneffect"). Dit wordt zelfs waargenomen bij kleine keramische condensatoren (K10, K15, enz.) met verhoogde capaciteit (meer dan 0,01 F). Dergelijke interferentie kan vooral sterk zijn in koppelcondensatoren die aan de ingang van de versterker zijn geïnstalleerd. Het stoorsignaal tijdens mechanische trillingen heeft de vorm van korte puntige pulsen, waarvan het spectrum zich in het lage frequentiebereik bevindt. Om dit soort interferentie tegen te gaan, kunt u afschrijvingen toepassen op de gehele constructie. In oxidecondensatoren treden deze interferenties niet op.

Bij het kiezen van onderdelen voor het samenstellen van een ruisarm circuit, moet rekening worden gehouden met hun productietijd. De fabrikant garandeert de parameters alleen voor een bepaalde opslagperiode. Dit is meestal niet meer dan 8 ... 15 jaar. Na verloop van tijd treden verouderingsprocessen op, die zich manifesteren in een afname van de isolatieweerstand, de capaciteit van condensatoren neemt af en de lekstromen nemen toe. Vooral oxidecondensatoren veranderen hun eigenschappen in de loop van de tijd sterk. Om deze reden is het het beste om het gebruik ervan in signaalketens waar mogelijk te vermijden.

V. P. Matyushkin, Drogobych

De kenmerken van het spectrum van niet-lineaire vervormingen in versterkers met verschillende afsnijfrequenties worden vergeleken. Het is aangetoond dat apparaten op basis van operationele versterkers het audiosignaal verrijken met hogere harmonischen, zodat het gebruik ervan in audiocomplexen van bijzonder hoge kwaliteit ongewenst is. Het ontwerp van een geluidsarme, zeer lineaire voorversterker met een hoge afsnijfrequentie en volume- en toonregeling wordt gepresenteerd.

Bij gebruik van passieve toonregeling (RT) en voldoende gevoeligheid van de UMZCH, blijft het doel van de voorversterker ZCH (PUZCH) om de verzwakking van het versterkte signaal geïntroduceerd door de RT te compenseren en om de ingangs- en uitgangsimpedanties van de verschillende schakels van het pad met elkaar. Deze functie behoort tot lineaire geluidsarme versterkingstrappen met hoge (tientallen tot honderden kΩ) ingangs- en lage (niet meer dan 600 Ω) uitgangsimpedantie. Dergelijke waarden zijn nodig zodat er geen fouten worden geïntroduceerd in de kenmerken van de regeling van de RT en de volumeregeling (RG) en hebben geen invloed op de kenmerken van de signaalbronnen.

De bij de auteur bekende PUZCH-ontwerpen voldoen niet aan de hogere eisen die daaraan worden gesteld. Als het eerder, bij het afspelen van een grammofoon of bandopname, voldoende was dat het relatieve ruisniveau van de BUZCH ongeveer -80 ... -85 dB was, wat niet slechter is dan dat van signaalbronnen, dan bij het luisteren naar cd's, wanneer "doodse stilte" in pauzes wordt gevuld met een vervelend gesis, wordt zo'n geluid al een vervelende hindernis. Andere parameters laten ook veel te wensen over, vooral voor PUZCH gemaakt met operationele versterkers (op-amps).

Lage (tientallen honderden hertz) eigen afsnijfrequentie van de op-amp fc veroorzaakt niet de beste transiënte respons, die de betrouwbaarheid van de transmissie van de voorkant van de pulssignalen bepaalt. Dergelijke fc dwingt iemand rekening te houden met de mogelijkheid van dynamische vervormingen, en leidt ook tot een afname van de diepte van de FOS met toenemende frequentie, d.w.z. tot de groei van niet-lineaire vervormingen (NI). De verslechtering van de onderdrukking van signaalvervormingen begint in de op-amp die door de OOS wordt gedekt, vanaf de afsnijfrequentie tot en vindt ongeveer in directe verhouding tot de frequentie plaats. Als bijvoorbeeld fc<500 Гц и при усилении сигнала с частотой fA=1 кГц получен уровень второй гармоники (на частоте 2 кГц) 0, 001%, то при усилении равного по амплитуде сигнала с частотой fB=8 кГц уровень второй гармоники (на частоте 16 кГц) будет примерно в fB/fA=8 раз больше, что дает уже не такие благополучные искажения (0, 008%). Однако это еще только полбеды.

Nog erger is dat tegelijkertijd de verhouding tussen de harmonischen van hetzelfde signaal verandert ten gunste van harmonischen van een hogere orde. Dit is van toepassing op NI's die worden gegenereerd door die cascades van opamps (in de eerste plaats de output, vanwege het belang van hun bijdrage aan het algehele NI-niveau), die de cascade volgen die een breuk vormt in de frequentierespons bij de frequentie fc. De vervormingen van deze cascades zullen verder in gedachten worden gehouden (in de eerste cascades van de op-amp hebben de processen hun eigen kenmerken).

Figuur 1 toont de frequentieafhankelijkheden van de verhouding van de NI-coëfficiënt voor de harmonische n>2 Qn tot de NI-coëfficiënt voor de tweede harmonische Q2, teruggebracht tot dezelfde verhouding voor de OA zonder FOS Qn/Q2. Lijn 1 komt overeen met OS zonder OOS, lijn 2 - OS met OOS met gesloten lus. Lijn 1 komt ook overeen met een versterker met een hoge afsnijfrequentie fc ">> 20 kHz, en het maakt niet uit of de feedback is ingeschakeld of niet. Zoals je kunt zien, verrijkt de ultrasone frequentieversterker op de opamp de NI spectrum met harmonischen van hogere orde. Het waargenomen beeld wordt alleen afgevlakt door het feit dat de oorspronkelijke (zonder feedback) de amplitudes van de harmonischen zelf gewoonlijk afnemen met een toename van hun aantal n, zodat de vervormingsproducten die tijdens metingen worden geregistreerd niet zo afhankelijk zijn veel op de frequentie. Het is duidelijk dat een beeld vergelijkbaar met figuur 1 ook optreedt voor intevan verschillende ordes.

Zoals u weet, hangt de geluidskwaliteit niet alleen af ​​van de amplituden van harmonischen van verschillende orden, maar ook van de verhouding daartussen: het is wenselijk dat bij een toename van het harmonische aantal de amplitude vrij snel afneemt, anders wordt het geluid hard , krijgt een onaangename metaalachtige tint. Uit figuur 1 blijkt dat de UZCH op de op-amp in de tegenovergestelde richting werkt, en in bijna het gehele geluidsbereik, met uitzondering van alleen de laagste frequenties (en dit geldt natuurlijk niet alleen voor de PUZCH, maar ook voor eindversterkers). En als de bastoonregeling, die de frequentierespons van het pad verhoogt bij frequenties onder 1 kHz, tot op zekere hoogte de verhouding tussen de harmonischen in het hellingsbereik van zijn frequentieresponssectie herstelt, en dan de hoge frequenties verhoogt door de hoogfrequente toonregeling verergert verder de schending van de onderlinge verhouding bij frequenties hoger dan 1 kHz.

Zo begint het beruchte "transistorgeluid" zelfs in de PUZCH op te duiken, gemaakt op de op-amp. Daarom gaat het enthousiasme voor dergelijke schema's, ondanks al het gemak en de vereenvoudiging bij het gebruik van de op-amp, ten koste van de kwaliteit van de geluidsweergave. En er is niets verrassends aan het feit dat ze slechter klinken dan buizenversterkers, die in de regel een vrij hoge fc hebben (wat mogelijk is door relatief ondiepe feedback) en bovendien een gunstig spectrum van door buizen gegenereerde harmonischen ( niet hoger dan de vijfde orde).

Om een ​​gunstig NI-spectrum te verkrijgen, moet de transistorversterker een afsnijfrequentie fc "\u003e 20 kHz (Fig. 2, curve 1) hebben voordat de OOS wordt afgedekt (Fig. 2, curve 1). Deze vereiste is ook goed in overeenstemming met de voorwaarde van de afwezigheid van dynamische vervormingen Tegelijkertijd is de mogelijkheid van aanvullende verbetering van het spectrum van harmonischen en benadering van het karakter van de lamp door specifieke correctie, die bestaat uit het verhogen van de oorspronkelijke (zonder OOS) frequentierespons met toenemende frequentie in het audiobereik of op zijn minst in een deel van zijn sectie (Fig. 2, onderbroken lijn 3). Kromme 2 komt overeen met geval 2 van Fig. 1. Als gevolg van een afname van het relatieve aandeel van hoogfrequente componenten in de NI , zou dit het mogelijk maken om een ​​vervormingsspectrum in Fig. 1, curve 3 te verkrijgen, wat het geluid blijkbaar zachter zou moeten maken. Dit probleem moet echter nog worden bestudeerd.

De nadelen van het bekende PUZCH worden vooral merkbaar bij het samenwerken met bijvoorbeeld moderne hoogwaardige UMZCH.

Bij het ontwikkelen van de voorgestelde PUZCH is rekening gehouden met bovenstaande overwegingen; tegelijkertijd is het wenselijk om de maximale eenvoud van het circuit te bereiken.

Versterkerparameters (Fig. 3):
Afsnijfrequentie fc 300 kHz
Intermodulatie NI-coëfficiënt bij 11out< 5 В и Rh >1 kΩ in het bereik van 0,02-20 kHz< 0, 001 %
Nominaal Iin 0,25 V
Maximale I uit 9V
Geluidsniveau (R^0) -103 dB
Gewogen waarde -109 dBA
uitgangsimpedantie:< 0, 1Ом
Fasehoek bij f=0, 1 ...200 kHz< 0, 1°
Minimale belastingsweerstand R 300 Ohm

De versterker is gemaakt volgens een symmetrisch circuit op complementaire transistorparen, een dergelijke structuur verhoogt de initiële lineariteit aanzienlijk, zelfs vóór de OOS-dekking. Alle transistoren, ook de uitgangen, werken in klasse "A"-modus, en de collector-ruststroom VT7, VT8 is ongeveer 10 mA en stelt hen in staat om deze modus te handhaven bij belastingsweerstanden Rh van ten minste 300 ohm.

Ondanks het feit dat VT5 en VT6 zijn aangesloten volgens een gemeenschappelijk emittercircuit, zijn hun overdrachtskarakteristieken behoorlijk gelineariseerd door aanzienlijke weerstanden in de emittercircuits (R15, R16).

Het NI-niveau bleek zo laag te zijn dat werd besloten de beoogde EPOS-loops niet te gebruiken, wat het schema aanzienlijk zou compliceren.

De ingangstrap is, om een ​​laag ruisniveau te verkrijgen, gemaakt op veldeffecttransistoren met een pn-overgang. De ingangsimpedantie van de versterker, gelijk aan ongeveer 350 kOhm, wordt alleen bepaald door de weerstanden van de weerstanden R3, R6 (in dit geval mag men de overeenkomstige verandering in de capaciteiten C1, C2 niet vergeten, zodat de tijdconstanten van de HPF R3C1 en R6C2 blijven hetzelfde). De spanningsdelers R1R2 en R4R5R7 stellen de werkpunten VT1 en VT2 in, de weerstand R4 dient om aanvankelijk nulspanning in te stellen aan de versterkeruitgang en na afstemming kan deze worden vervangen door een constante weerstand van de gewenste weerstand, en de waarde van de constante component aan de versterkeruitgang is niet zo kritisch en kan binnen ± 200 mV liggen.

Om een ​​grote versterking van de ingangstrap en weinig ruis te verkrijgen, werd een dynamische belasting toegepast op de veldeffecttransistoren VT3, VT4. Aangezien beide armen van de ingangstrap (VT1-VT3 en VT2-VT4) uiteindelijk een gemeenschappelijke belasting aansturen, resulteert dit in een ruisversterking van 3 dB. Als resultaat bleek de versterkerruis ongeveer drie keer (10 dB) minder te zijn dan die van versterkers waarvan de ingangstrap is gebaseerd op de K157UD2 op-amp.

Het OOS-signaal van de uitgang wordt toegevoerd aan het aansluitpunt R13R14. De versterking van het CFO-circuit wordt bepaald door de ketens R10R13C3 en R11R1404 samen met de versterkingsregeling R12, die de versterking van het apparaat in het bereik van 2-5 instelt. Indien gewenst kan het bereik van de versterkingsregeling worden uitgebreid door R10 en R11 te verminderen.

Condensatoren C5-C7 corrigeren de frequentierespons van de versterker om de beste transiënte respons te verkrijgen, maar de prestaties blijven behouden zonder hen, maar de voorkant van een rechthoekige puls in hun afwezigheid krijgt een lichte overshoot en rimpelingen verschijnen op de " plank".

Weerstanden R19, R20 beschermen VT7, VT8 tegen overbelasting in geval van kortsluiting aan de uitgang.

DC-versterkermodi worden zowel lokaal (R13, R14, R8, R9, R15, R16) als diepe (ongeveer 66 dB) algemene OOS gestabiliseerd, waardoor temperatuurschommelingen en drift van elementparameters weinig effect hebben op de werking ervan.

Veldeffecttransistoren moeten paarsgewijs worden geselecteerd op basis van de initiële afvoerstroom. Voor transistors VT1, VT2 moet dit ongeveer 0,8-1,8 mA zijn, voor VT3, VT4 - minimaal 5-6 mA. VT1 kan worden genomen met indexen B, A, VT2 - met indexen I, E, F, K, VT3, VT4 - met indexen D, G, E, KT3107 - met indexen B of I, KT3102 - respectievelijk A of B, C , D, VT5-VT8 kunnen niet worden geselecteerd

Condensatoren C5, C7 - typen KT, KD, C1-C4 - K73-16, K73-17, K71-4, K76-5, enz. Als C3, C4 kunt u elektrolytische condensatoren gebruiken, bijvoorbeeld K50-16, K50-6 of geïmporteerd.

Versterkervoeding - van elke gestabiliseerde bipolaire spanningsbron ±15 V.

Het opzetten van een versterker die is samengesteld uit bruikbare onderdelen is eenvoudig. Door R8 en R9 te selecteren, worden de spanningen aangegeven op het diagram op de afvoeren VT1 en VT2 (12 ± 0,5 V) ingesteld en door R17, R18 te selecteren - de spanningen op de emitters VT7, VT8 (0,8-1,2 V). Parallel hieraan wordt de uitgangsspanning, door R4 aan te passen, dicht bij nul ingesteld.

Als de gewenste modi van de transistoren niet direct kunnen worden ingesteld, moet u eerst de ingangstrap apart instellen. Om dit te doen, wordt de versterkeruitgang aangesloten op een gemeenschappelijke draad (om de gemeenschappelijke OOS uit te schakelen) en worden de VT5- en VT6-bases losgekoppeld van de VT1- en VT2-drains, waarna deze basen worden kortgesloten met hun emitters. Daarna worden de modi bereikt in de invoerfase, zoals hierboven aangegeven. Lukt dit, dan worden de circuitverbindingen hersteld en worden uiteindelijk R17, R18 en R4 gekozen.

Het schema van de volume- en toonregeling met behulp van de versterker getoond in Fig. 3 wordt getoond in Fig. 4, waar Al, A2 twee van dergelijke versterkers zijn; PRT - fysiologische toonregeling; TKRG is een dun gecompenseerde volumeregelaar, waarvan de uitgang is aangesloten op de UMZCH. Infrasone frequenties worden afgesneden in elk van de versterkers A1 en A2 zowel aan de ingang (HPF R1-R3C1 en R4-R5-R6-C2, Fig. 3) als in het OOS-circuit (R10-R13-C3 en R11-R14 -C4) , wat resulteert in een 4e orde HPF (en samen met de UMZCH ingang HPF - een 5e orde), is dit voldoende om laagfrequente ruis met een frequentie lager dan 20 Hz effectief te onderdrukken, zoals bijvoorbeeld uit verwrongen records.

Het is niet dringend nodig om de PSF te omzeilen, aangezien het gemakkelijk is om een ​​strikt horizontale frequentierespons te verkrijgen door zijn instelelementen. Deze functie is echter eenvoudig te implementeren, zoals weergegeven in Fig. 4, met behulp van schakelaar S1 en deler R1R2.

Als R12 (Fig. 3) wordt een dubbele variabele weerstand gebruikt, waarvan de "helften" zijn opgenomen in verschillende kanalen van het stereopad. In de A1-cascades zijn ze "in fase" geschakeld (de weerstand van de regelweerstand R12 in beide kanalen verandert in één richting wanneer de schuifregelaar van de regelaar wordt verplaatst) en fungeren als een extra niveauregelaar, waardoor de overbelastingscapaciteit van de BUZCH wordt verhoogd tot 26 dB en zorgt voor afstemming van de frequentierespons van de TKRG op het signaalniveau. In de A2-cascades zijn ze "uit fase" opgenomen (de weerstand R12 in het ene kanaal neemt toe, in het andere daalt) en spelen de rol van een stereobalansregelaar.

Figuur 5 toont een schematisch diagram van een TKRG gemaakt op een dubbele variabele weerstand met twee aftakkingen van het type SP3-30V. Vaak wordt in TKRG-circuits de aansluiting van frequentiecorrectiecircuits op de potentiometer-engine gebruikt. De bewegende pinnen van een motor kunnen niet perfect zijn, en wanneer het volume wordt aangepast, verandert hun weerstand van bijna nul tot behoorlijk merkbaar, vooral na langdurig gebruik. In een eenvoudige (niet dun gecompenseerde) regelaar is dit bijna niet voelbaar, vooral als de volgende trap een voldoende grote ingangsimpedantie heeft, en kan zich manifesteren als een licht geritsel tijdens het regelen.

In TKRG met de aansluiting van correctiecircuits op de motor, is het veel erger, de frequentierespons wanneer het contact verslechtert, kan zeer sterk worden vervormd en volledig onaanvaardbaar worden, waarbij de luisteraar soms wordt verbluft met een scherp geluid van onnatuurlijke kleuren. TKRG heeft ook last van frequentieresponsvervormingen, waarvan de correctiecircuits zowel op de kranen als op de motor zijn aangesloten. Bij een dergelijke TKRG zijn, zelfs bij ideaal constant contact van de motor, hinderlijke veranderingen in de frequentierespons duidelijk op het gehoor waarneembaar wanneer de motor langs de kraan loopt.

De voorgestelde TKRG is verstoken van deze tekortkomingen, omdat daarin de frequentiecorrectiecircuits niet zijn aangesloten op de potentiometermotor. De frequentierespons wordt getoond in Fig.6. Ze zijn een goede benadering van de vereiste, dankzij de gedetailleerde studie van de frequentieafhankelijke verbindingen.

Elektrolytische condensatoren kunnen niet worden gebruikt in het TKRG-circuit (en in de FRT), omdat de constante component van de spanning op hun platen tijdens de werking van deze circuits nul is. Dezelfde typen niet-elektrolytische condensatoren als aangegeven in het versterkercircuit moeten worden gebruikt. De beschreven voorversterker en volume- en toonregeleenheid zorgen in samenwerking met UMZCH, uitgerust met goede akoestische systemen, voor een uitstekend geluid.

Literatuur

1. Matyushkin V.P. Superlineaire UMZCH klasse Hgh-End op transistors // Radiumator.-1998.-No. 8.-S.10-11; Nr. 9.-S. 10-11.

2. Matyushkin V.P. Parallelle feedbacklussen en hun toepassing in echografie // Radioamator.-2000.-No. 12.-2001; №1-3.®

De schema's en ontwerpen van zeer gevoelige microfoons in combinatie met zelfgemaakte low-noise laagfrequente versterkers (ULF) worden overwogen.

Het ontwerp van een gevoelige en ruisarme versterker (ULF) heeft zijn eigen kenmerken. De grootste invloed op de kwaliteit van de geluidsweergave en de spraakverstaanbaarheid wordt uitgeoefend door de amplitude-frequentiekarakteristiek (AFC) van de versterker, het ruisniveau, de parameters van de microfoon (frequentierespons, richtingspatroon, gevoeligheid, enz.) of sensoren vervangen, evenals hun onderlinge consistentie met de versterker. De versterker moet voldoende versterking hebben.

Bij gebruik van een microfoon is dit 60db-80db, d.w.z. 1000-10000 keer. Rekening houdend met de eigenaardigheden van het ontvangen van een nuttig signaal en de lage waarde ervan onder omstandigheden van een relatief aanzienlijk interferentieniveau dat altijd bestaat, is het raadzaam om bij het ontwerp van de versterker de mogelijkheid te bieden om de frequentierespons te corrigeren. frequentieselectie van het verwerkte signaal.

Houd er rekening mee dat het meest informatieve deel van het audiobereik zich concentreert in de band van 300 Hz tot 3-3,5 kHz. Toegegeven, soms om interferentie te verminderen, wordt deze band nog meer verkleind. Door het gebruik van een banddoorlaatfilter als onderdeel van een versterker kunt u het luisterbereik aanzienlijk vergroten (met 2 of meer keer).

Een nog groter bereik kan worden bereikt door selectieve filters met een hoge kwaliteitsfactor te gebruiken als onderdeel van de ULF, die het mogelijk maken om het signaal bij bepaalde frequenties te isoleren of te onderdrukken. Dit maakt het mogelijk om de signaal-ruisverhouding aanzienlijk te verbeteren.

elementaire basis

Met moderne elementbasis kunt u creëren hoogwaardige ULF op basis van geluidsarme operationele versterkers(OU), bijvoorbeeld K548UN1, K548UN2, K548UNZ, KR140UD12, KR140UD20, enz.

Ondanks het brede scala aan gespecialiseerde microschakelingen en op-amps en hun hoge parameters, ULF op transistors hebben hun betekenis niet verloren. Het gebruik van moderne, ruisarme transistors, vooral in de eerste fase, stelt u in staat om versterkers te creëren die optimaal zijn in termen van parameters en complexiteit: geluidsarm, compact, economisch, ontworpen voor laagspanningsvoeding. Daarom blijken getransistoriseerde ULF's vaak een goed alternatief te zijn voor versterkers op basis van geïntegreerde schakelingen.

Om het ruisniveau in versterkers te minimaliseren, vooral in de eerste fasen, is het raadzaam om hoogwaardige elementen te gebruiken. Deze elementen omvatten ruisarme bipolaire transistors met hoge versterking, bijvoorbeeld KT3102, KT3107. Afhankelijk van het doel van de ULF worden echter ook veldeffecttransistoren gebruikt.

De parameters van andere elementen zijn ook van groot belang. In geluidsarme cascades van elektronische circuits worden oxidecondensatoren K53-1, K53-14, K50-35, enz. Gebruikt, niet-polaire - KM6, MBM, enz., weerstanden - niet slechter dan traditionele 5% MLT-0,25 en ML T-0.125, de beste weerstandsoptie zijn draadgewonden, niet-inductieve weerstanden.

De ingangsimpedantie van de ULF moet overeenkomen met de weerstand van de signaalbron - een microfoon of een sensor die deze vervangt. Meestal proberen ze de ULF-ingangsimpedantie gelijk (of iets hoger) te maken met de weerstand van de bronsignaalomzetter bij de hoofdfrequenties.

Om elektrische interferentie te minimaliseren, is het raadzaam om afgeschermde draden van een minimale lengte te gebruiken om de microfoon op de ULF aan te sluiten. Het wordt aanbevolen om de IEC-3 electret-microfoon rechtstreeks op het bord van de eerste trap van de microfoonversterker te monteren.

Als het nodig is om de microfoon aanzienlijk van de ULF te verwijderen, moet een versterker met een differentiële ingang worden gebruikt en moet de verbinding worden gemaakt met een gedraaid paar draden in het scherm. Het scherm is verbonden met het circuit op een punt van de gemeenschappelijke draad zo dicht mogelijk bij de eerste op-amp. Dit minimaliseert het niveau van elektrische ruis die in de draden wordt geïnduceerd.

Ruisarme ULF voor een microfoon op K548UN1A

Afbeelding 1 toont een voorbeeld van een ULF op basis van een gespecialiseerde microschakeling - IS K548UN1A, met 2 geluidsarme op-amps. De opamp en ULF, gemaakt op basis van deze opamps (IS K548UN1A), zijn ontworpen voor een unipolaire voedingsspanning van 9V - ZOV. In het bovenstaande ULF-schema is de eerste op-amp opgenomen in de versie die het minimale ruisniveau van de op-amp biedt.

Rijst. 1. ULF-circuit op de K548UN1A op-amp en opties voor het aansluiten van microfoons: a - ULF op de K548UN1A op-amp, b - aansluiten van een dynamische microfoon, c - aansluiten van een elektretmicrofoon, d - aansluiten van een externe microfoon.

Elementen voor het circuit in figuur 1:

• R1=240-510, R2=2.4k, R3=24k-51k (versterking),
• R4=3k-10k, R5=1k-3k, R6=240k, R7=20k-100k (versterking), R8=10; R9=820-1,6k (voor 9V);
• C1=0.2-0.47, C2=10uF-50uF, C3=0.1, C4=4.7uF-50uF,
• C5=4.7uF-50uF, C6=10uF-50uF, C7=10uF-50uF, C8=0.1-0.47, C9=100uF-500uF;
• Op-amps 1 en 2 - op-amps IS K548UN1A (B), twee op-amps in één IS-pakket;
• T1, T2 - KT315, KT361 of KT3102, KT3107 of vergelijkbaar;
• T-TM-2A.

De uitgangstransistoren van deze ULF-schakeling werken zonder initiële voorspanning (vanaf Irest = 0). Stapvormige vervormingen zijn praktisch afwezig vanwege de diepe negatieve feedback die de tweede op-amp van de microschakeling en de uitgangstransistors bedekt, twee weerstanden van 3-5k elk van de basis van de transistors naar een gemeenschappelijke draad en een voedingsdraad.

Trouwens, in ULF in push-pull-eindtrappen zonder initiële bias, werken verouderde germaniumtransistoren goed. Dit maakt het mogelijk om een ​​op-amp te gebruiken met een dergelijke uitgangstrapstructuur met een relatief lage stijgsnelheid van de uitgangsspanning zonder het risico van vervorming die gepaard gaat met een ruststroom van nul. Om het gevaar van excitatie van de versterker bij hoge frequenties te elimineren, wordt een condensator C3 gebruikt, aangesloten naast de op-amp, en het R8C8-circuit aan de ULF-uitgang (vaak kan RC aan de versterkeruitgang worden uitgesloten).

Ruisarme microfoon ULF op transistors

Figuur 2 toont een voorbeeld ULF-circuits op transistors. In de eerste fasen werken de transistors in de microstroommodus, die de interne ruis van de ULF minimaliseert. Hier is het raadzaam om transistors te gebruiken met een grote versterking, maar een kleine tegenstroom.

Het kan bijvoorbeeld 159HT1B (Ik0=20nA) of KT3102 (Ik0=50nA) of iets dergelijks zijn.

Rijst. Fig. 2. ULF-circuit op transistors en opties voor het aansluiten van microfoons: a ULF op transistors, b - aansluiting van een dynamische microfoon, c - aansluiting van een elektreetmicrofoon, d - aansluiting van een externe microfoon.

Elementen voor het circuit in figuur 2:

• R3=5.6k-6.8k (volumeregeling), R4=3k, R5=750,
• R6=150k, R7=150k, R8=33k; R9=820-1,2k, R10=200-330,
• R11=100k (afstelling, Uet5=Uet6=1.5V),
• R12 \u003d 1 k (aanpassing van de ruststroom T5 en T6, 1-2 mA);
• C1=10uF-50uF, C2=0.15uF-1uF, C3=1800,
• C4=10uF-20uF, C5=1uF, C6=10uF-50uF, C7=100uF-500uF;
• T1, T2, T3 -159NT1 V, KT3102E of vergelijkbaar,
• T4, T5 - KT315 of vergelijkbaar, maar MP38A is ook mogelijk,
• T6 - KT361 of vergelijkbaar, maar MP42B is ook mogelijk;
• M - MD64, MD200 (b), IEC-3 of vergelijkbaar (c),
• T-TM-2A.

Het gebruik van dergelijke transistoren maakt het mogelijk om niet alleen een stabiele werking van transistoren bij lage collectorstromen te verzekeren, maar ook om goede versterkende eigenschappen te bereiken bij een laag ruisniveau.

Uitgangstransistors kunnen zowel silicium (KT315 en KT361, KT3102 en KT3107, enz.) als germanium (MP38A en MP42B, enz.) worden gebruikt. Het opzetten van de schakeling is beperkt tot het instellen van weerstand R2 en weerstand R3 van de overeenkomstige spanningen op de transistoren: 1,5V - op de collector T2 en 1,5V - op de emitters T5 en T6.

Op-amp microfoonversterker met differentiële ingang

Afbeelding 3 toont een voorbeeld van ULF aan Op-amp met differentiële ingang. Een goed geassembleerde en afgestelde ULF zorgt voor een aanzienlijke onderdrukking van common-mode-ruis (60 dB of meer). Dit verzekert de selectie van een bruikbaar signaal met een aanzienlijk niveau van common-mode-ruis.

Er moet aan worden herinnerd dat common-mode-interferentie interferentie is die in gelijke fasen arriveert bij beide ingangen van de ULF-op-amp, bijvoorbeeld interferentie die wordt geïnduceerd op beide signaaldraden van een microfoon. Om de juiste werking van de differentiële trap te garanderen, is het noodzakelijk om exact te voldoen aan de voorwaarde: R1 = R2, R3 = R4.

Afb.3. ULF-circuit op een op-amp met een differentiële ingang en opties voor het aansluiten van microfoons: a - ULF met een differentiële ingang, b - aansluiten van een dynamische microfoon, c - aansluiten van een elektretmicrofoon, d - aansluiten van een externe microfoon.

Elementen voor het circuit in figuur 3:

• R7=47k-300k (versterkingsaanpassing, K=1+R7/R6), R8=10, R9=1,2k-2,4k;
• C1=0.1-0.22, C2=0.1-0.22, SZ=4.7uF-20uF, C4=0.1;
• OU - KR1407UD2, KR140UD20, KR1401UD2B, K140UD8 of andere OU in een typische opname, bij voorkeur met interne correctie;
• D1 - zenerdiode, bijvoorbeeld KS133, u kunt de LED gebruiken bij een normale inschakeling, bijvoorbeeld AL307;
• M - MD64, MD200 (b), IEC-3 of vergelijkbaar (c),
• T-TM-2A.

Het is raadzaam om weerstanden te selecteren met een ohmmeter uit weerstanden van 1% met een goede temperatuurstabiliteit. Om voor de nodige balans te zorgen, wordt aanbevolen om een ​​van de vier weerstanden (bijvoorbeeld R2 of R4) variabel te maken. Het kan een zeer nauwkeurige trimmer met variabele weerstand zijn met een interne versnelling.

Om ruis te minimaliseren, moet de ingangsimpedantie van de VLF (weerstanden R1 en R2) overeenkomen met de weerstand van de microfoon of de sensor die deze vervangt. ULF-uitgangstransistoren werken zonder initiële voorspanning (van 1 rust = 0). Stapvormige vervorming is praktisch afwezig vanwege diepe negatieve feedback die de tweede op-amp en uitgangstransistors bedekt. ​​Indien nodig kan het schakelcircuit van transistors worden gewijzigd.

Instellen van de differentiële trap: pas een sinusvormig signaal van 50 Hz toe op beide ingangen van het differentiële kanaal tegelijkertijd, door de waarde van R3 of R4 te selecteren, zorg voor een nulsignaalniveau van 50 Hz aan de uitgang van op-amp 1 . Voor het afstemmen wordt een 50 Hz-signaal gebruikt, omdat: het 50 Hz-net levert de maximale bijdrage aan de totale stoorspanning. Goede weerstanden en zorgvuldige afstemming kunnen common-mode-afwijzing van 60dB-80dB of meer bereiken.

Om de stabiliteit van de ULF te vergroten, is het raadzaam om de voedingsklemmen van de op-amp te shunteren met condensatoren en het RC-element aan de versterkeruitgang aan te zetten (zoals in het versterkercircuit in figuur 1). Voor dit doel kunt u condensatoren KM6 gebruiken.

Een gedraaid paar draden in het scherm werd gebruikt om de microfoon aan te sluiten. Het scherm wordt aangesloten op de ULF (slechts op één punt !!) zo dicht mogelijk bij de ingang van de op-amp.

Verbeterde versterkers voor gevoelige microfoons

Het gebruik van opamps met lage snelheid in de ULF-uitgangstrappen en de werking van siliciumtransistors in eindversterkers in de modus zonder initiële bias (de ruststroom is nul - modus B) kan, zoals hierboven vermeld, leiden tot voorbijgaande vervormingen van de "stap"-type. Om deze vervormingen te elimineren, is het in dit geval raadzaam om de structuur van de eindtrap te wijzigen, zodat de eindtransistoren met een kleine beginstroom werken (AB-modus).

Figuur 4 toont een voorbeeld van een dergelijke upgrade van het bovenstaande differentiële ingangsversterkercircuit (Figuur 3).

Afb.4. ULF-circuit op een op-amp met een differentiële ingang en een uitgangstrap met lage vervorming.

Elementen voor het circuit in figuur 4:

• R1=R2=20k (gelijk aan of iets hoger dan de maximale bronimpedantie in het werkfrequentiebereik),
• RЗ=R4=1m-2m; R5=2k-10k, R6=1k-Zk,
• R7=47k-300k (versterkingsaanpassing, K=1+R7/R6),
• R8=10, R10=10k-20k, R11=10k-20k;
• C1=0.1-0.22, C2=0.1-0.22, C3=4.7uF-20uF, C4=0.1;
• OU - K140UD8, KR1407UD2, KR140UD12, KR140UD20, KR1401UD2B of andere OU in een typische opname en bij voorkeur met interne correctie;
• T1, T2 - KT3102, KT3107 of KT315, KT361 of vergelijkbaar;
• D2, D3 - KD523 of vergelijkbaar;
• M - MD64, MD200, IEC-3 of vergelijkbaar (c),
• T-TM-2A.

Figuur 5 toont een voorbeeld ULF op transistors. In de eerste fasen werken de transistors in de microstroommodus, die ULF-ruis minimaliseert. De schakeling is in veel opzichten vergelijkbaar met de schakeling in figuur 2. Om het aandeel van een bruikbaar laagniveausignaal tegen de achtergrond van onvermijdelijke interferentie te vergroten, is in de ULF-schakeling een banddoorlaatfilter opgenomen, dat zorgt voor de selectie van frequenties in de 300 Hz -3,5 kHz band.

Afb.5. ULF-schakeling op transistoren met een banddoorlaatfilter en mogelijkheden voor het aansluiten van microfoons: a - ULF met een banddoorlaatfilter, b - aansluiting van een dynamische microfoon, c - aansluiting van een elektreetmicrofoon.

Elementen voor het circuit in figuur 5:

• R1=43k-51k, R2=510k (afstelling, Ukt2=1,2V-1,8V),
• R3=5.6k-6.8k (volumeregeling), R4=3k, R5=8.2k,
• R6=8.2k, R7=180, R8=750; R9=150k, R10=150k, R11=33k,
• R12=620, R13=820-1,2k, R14=200-330,
• R15=100k (afstelling, Uet5=Uet6=1,5V), R16=1k (afstelling ruststroom T5 en T6, 1-2mA);
• C1=10uF-50uF, C2=0.15-0.33, C3=1800,
• C4=10uF-20uF, C5=0.022, C6=0.022,
• C7=0.022, C8=1uF, C9=10uF-20uF, C10=100uF-500uF;
• T1, T2, T3 -159NT1 V, KT3102E of vergelijkbaar;
• T4, T5 - KT3102, KT315 of soortgelijke, maar verouderde, germaniumtransistoren, bijvoorbeeld MP38A,
• T6 - KT3107 (indien T5 - KT3102), KT361 (indien T5 - KT315) of soortgelijke, maar verouderde, germaniumtransistoren, bijvoorbeeld MP42B (indien T5 - MP38A);
• M - MD64, MD200 (b), IEC-3 of vergelijkbaar (c),
• T-TM-2A.

In dit circuit is het ook raadzaam om transistors te gebruiken met een hoge versterking, maar een kleine omgekeerde collectorstroom (Ik0), bijvoorbeeld 159NT1V (Ik0 \u003d 20nA) of KT3102 (Ik0 \u003d 50nA), of iets dergelijks. Uitgangstransistors kunnen zowel silicium (KT315 en KT361, KT3102 en KT3107, enz.) als germanium (verouderde transistoren MP38A en MP42B, enz.) worden gebruikt.

Het opzetten van het circuit, zoals in het geval van het ULF-circuit in Fig. 11.2, komt neer op het instellen van weerstand R2 en weerstand R3 van de overeenkomstige spanningen op transistoren T2 en T5, T6: 1.5V - op de collector T2 en 1.5V - op de zenders T5 en T6.

microfoon ontwerp

Van een groot vel dik papier met stapel, onder fluweel, wordt een pijp gemaakt met een diameter van 10-15 cm en een lengte van 1,5-2 m. De stapel mag, zoals je zou kunnen raden, natuurlijk niet buiten zijn, maar binnen. In het ene uiteinde van deze buis is een gevoelige microfoon gestoken. Het is beter als het een goede dynamische of condensatormicrofoon is.

U kunt echter een gewone, huishoudelijke microfoon gebruiken. Het kan bijvoorbeeld een dynamische microfoon zijn zoals de MD64, MD200 of zelfs een miniatuur MKE-3.

Toegegeven, met een huishoudmicrofoon zal het resultaat iets slechter zijn. Uiteraard moet de microfoon met een afgeschermde kabel aangesloten worden op een gevoelige versterker met lage eigen ruis (Fig. 1 en 2). Als de kabel langer is dan 0,5 m, is het beter om een ​​microfoonversterker te gebruiken die een differentiële ingang heeft, bijvoorbeeld een ULF op een opamp (Fig.

Dit zal de common-mode component van interferentie verminderen - verschillende soorten interferentie van nabije elektromagnetische apparaten, een 50 Hz achtergrond van een 220 V netwerk, enz. Nu ongeveer het tweede uiteinde van deze papieren buis. Als dit vrije uiteinde van de pijp naar een geluidsbron wordt gericht, bijvoorbeeld naar een groep pratende mensen, dan is spraak hoorbaar. Het zou niets bijzonders lijken.

Daar zijn microfoons voor. En daar heb je niet eens een pijp voor nodig. Het is echter verrassend dat de afstand tot de luidsprekers aanzienlijk kan zijn, bijvoorbeeld 100 meter of meer. Zowel de versterker als de microfoon, voorzien van zo'n buis, laten alles op zo'n flinke afstand goed te horen.

De afstand kan zelfs worden vergroot door speciale selectieve filters te gebruiken, die het mogelijk maken om het signaal in smalle frequentiebanden te isoleren of te onderdrukken.

Dit maakt het mogelijk om het niveau van het bruikbare signaal te verhogen bij onvermijdelijke interferentie. In een vereenvoudigde versie kunt u in plaats van speciale filters een banddoorlaatfilter in de ULF gebruiken (Fig. 4) of een conventionele equalizer gebruiken - in extreme gevallen een multiband-toonregeling - een traditionele, t.s. conventionele, tweeweg-, bas- en treble-toonregeling.

Literatuur: Rudomedov EA, Rudometov V.E. - Elektronica en spionagepassies-3.