Прямоугольный импульс. Устройство задержки прямоугольных импульсов

С. Андрианов

Цифровые ИМС широко используют при разработке и создании многих импульсных устройств, так как при этом не требуется расчет транзисторных ключей, не надо согла­совывать уровни напряжений сигналов при работе этих устройств с однотипной логикой.

Рассмотрим некоторые из таких устройств на основе цифровых ИМС. При анализе их работы все р- n переходы будем считать идеальными ключами с пороговым напря­жением U o .

Начнем с устройства задержки фронта импульса , являющегося основой всех рассматриваемых далее устройств. На его примере, к тому же, легче всего уяснить особенности работы импульсных устройств на цифровых ИМС.

Схемы устройства показаны на рис. 1, а эпюры напря­жений и токов в различных его цепях - на рис. 2 (здесь и далее примеры устройств приводятся применительно к ДТЛ микросхемам серии К217, что не ограничивает общности выводов применительно к ТТЛ микросхемам). В исходном состоянии на вход устройства (рис. 1, б) подан сигнал логического 0, т. е. ток i 0 отводится на общий про­вод через открытый ключ предыдущего элемента. Конден­сатор С1 заряжен до напряжения U o открытого диода VI . В момент времени t x (рис. 2) на вход приходит сигнал логической единицы, что эквивалентно отключению входа устройства от общего провода. Диоды VI , V 3 закрываются и отключают источник сигнала от входа устройства.

Теперь ток I 0 заряжает конденсатор С1 до напряжения 2 U 0 . При этом напряжение в точке b становится равным 3U 0 . Открываются диоды V 4, V 5 и транзистор V 6 - на выходе устройства появляется инвертированный задержан­ный фронт входного импульса.

При прохождении среза вход устройства снова замкнет­ся на общий провод, диоды V 2, V 4 и V 5 закроются, а кон­денсатор С1 за очень короткое время разрядится через диод VI до напряжения U o . Транзистор V 6 закроется, и устройство примет исходное состояние. Чтобы задержка фронта входного импульса была без инверсии, на выходе устройства должен быть инвертор.

Рис. 1. Функциональная (а) и принципиальная (б) схемы устрой­ствй задержки фронта импульсов

Устройство задержки среза импульса, схема и времен­ные диаграммы работы которого показаны на рис. 3, отли­чаются от устройства задержки фронта импульса только тем, что на его вход подается инвертированный сиг­нал. А так как оно управляется положительным перепадом напряжения, то происходит задержка среза входного импульса.

Следующее импульсное устройство - устройство за­держки импульса. Оно по существу представляет собой два каскада задержки фронта. Пройдя через первый кас­кад, импульс инвертируется с задержкой фронта, второй же каскад работает точно так же, как и в предыдущем устрой­стве. В результате задержки фронта и среза на одно и то же время поступивший на вход импульс оказывается за­держанным во времени с сохранением его прежней дли­тельности.

Рис. 2. Временные диаграммы напряжений и токов в цепях устрой­ства задержки фронта импульсов

Рис. 3. Устройство задержки среза импульсов:

а - функциональная схема; б - временные диаграммы напряжений

Эти особенности определяют области использования рассмотренных устройств временной задержки. Второе из них лучше применять, когда длительность импульса или соотношение длительностей неизвестно.

Формирователь импульсов заданной длительности (рис. 5) состоит из элемента совпадения D 2 (2И-НЕ), на один из входов которого входной импульс подается не­посредственно, а на другой - с задержкой фронта и с инверсией. Выходным сигналом является импульс логиче­ского нуля, длительность которого равна времени задержки фронта входного импульса.

Рис. 4. Устройство временной задержки импульсов:

а - функциональная схема; 6 - временные диаграммы напряжений

Рис. 5. Устройство формирования импульсов заданной длитель­ности: а - функциональная схема; б - временные диаграммы напряжений

На основе такого устройства можно сконструировать преобразователь частота-напряжение. Для этого достаточ­но на выходе его включить интегрирующую цепочку. Прин­цип работы преобразователя заключается в том, что по­стоянная составляющая периодического импульсного сиг­нала обратно пропорциональна скважности (отношению периода к длительности импульса), а, следовательно, при постоянной длительности прямо пропорциональна частоте . Постоянная составляющая импульсного напряжения выделяется интегрирующей цепочкой.

Следующее импульсное устройство - автоколебатель­ный мультивибратор , схема которого изображена на рис. 6. Он состоит из двух одинаковых (симметричный слу­чай) формирователей импульсов заданной длительности, собранных на элементах Dl … Df , диодах VI , V 2, и конден­саторах С1 и С2. Элемент D 5 предназначен для запуска мультивибратора и установления автоколебательного ре­жима работы после включения питания. Период колебаний определяется суммой длительностей импульсов, формируе­мых в плечах мультивибратора.

Устройство работает следующим образом. После вклю­чения питания, когда конденсаторы С1 и С2 еще не заря­жены, на выходах плеч мультивибратора наблюдается сиг­нал логической единицы. Элемент D 5 вырабатывает сигнал логического нуля, т. е. замыкает соответствующий вход эле­мента D 1 на общий провод. Следовательно, возможность заряжаться получает только конденсатор С2. С момента начала зарядки конденсатора С2 и до конца формирования импульса элементами D 2, D 4 на выходе элемента D 4 и на соответствующем входе элемента D 1 поддерживается сиг­нал логического нуля, который не позволяет конденсатору С1 заряжаться до тех пор, пока не закончится цикл заряд­ки конденсатора С2, и наоборот. Так как теперь на входах. элемента D 5 поочередно появляются сигналы логического нуля и единицы в противофазе, то на выходе элемента D 5 все время наблюдается сигнал логической единицы и он практически не оказывает влияния на дальнейшую работу устройства.

Ждущий мультивибратор представляет собой совокупность устройства задержки фронта и RS-триггера, состояние которого изменяется логическим нулем (рис. 7). Импульсы запуска, являющиеся сигналами логического ну­ля, попадают на вход элемента D 2. В исходном состоянии на выходе этого элемента логический нуль, а на выходе элемента D 3 - единица. Триггер будет находиться в таком состоянии сколь угодно долго, пока не поступит импульс запуска.

Рис. 6. Функциональная схема ав­токолебательного мультивибратора

Рис. 7. Функциональная схе­ма ждущего мультивибра­тора

В момент запуска триггер переключается в другое со­стояние, и с выхода элемента D 2 на вход устройства за­держки фронта, образованного элементом D 1, диодом VI и конденсатором С1, приходит сигнал логической единицы. Устройство задержки инвертирует сигнал с задержкой по времени, что обеспечивает обратное переключение триггера и восстановление исходного состояния.

Рассмотренный здесь ждущий мультивибратор имеет два выхода: для импульсов логического нуля - выход эле­мента D 3, для импульсов логической единицы - выход элемента D 2.

Расчет временных характеристик не представляет собой сложности. Анализ переходных процессов в устройстве по схеме рис. 1, б для времени задержки фронта t ад дает сле­дующее выражение:

где U al - напряжение питания.

При малом значении отношения Uo / U n 1 можно восполь­зоваться приближенной формулой

(2)

тогда при U 0 =0,7 В, U п1 =6 В относительная погрешность расчетного времени задержки составит менее 6 %, а при U 0 =0,7 В и U П1 = 5 В - менее 8 %.

Температурная стабилизация рассмотренных импульс­ных устройств может осуществляться путем задания со­ответствующей температурной зависимости питающих на­пряжений смещения так, чтобы скомпенсировать темпера­турный дрейф порогового напряжения р- n переходов. Из выражения (1), при учете температурной зависимости толь­ко U o и U nl , получается выражение температурного дрейфа времени задержки:

Приравняв величину температурного дрейфа времени задержки нулю и решив полученное уравнение относитель­но температурного дрейфа напряжения источника смеще­ния, в рассматриваемом примере (см. рис. 1, б) - U nU по­лучим требуемую зависимость питающего напряжения от температуры, обеспечивающую стабилизацию времени за­держки при изменении температуры окружающей среды:

(4)

Рис. 8. Схема источника на­пряжения смещения (пита­ния) с температурной зави­симостью выходного напря­жения для компенсации теп­лового дрейфа

Рассмотрим теперь расчет источника напряжения с требуе­мой температурной зависимостью. Для примера возьмем стабилиза­тор, выполненный по схеме рис. 8. Здесь полевой транзистор V 4 - источник стабильного тока. С кол­лектора транзистора V 5 снима­ется образцовое напряжение. На транзисторе V 6 собран усилитель тока. Нагрузкой Rn являются параллельно соединенные цепи смещения логических элементов, требующих стабилизацию напря­жения смещения с определенной температурной зависимостью. Чтобы температурная зависи­мость выходного напряжения со­ответствовала необходимым тре­бованиям, должно выполняться соотношение

(5)

Предположим, требуется стабилизировать с описанной здесь температурной зависимостью напряжение смещения у трех логических элементов серии К217. Известно: U П1 = =6 В, U 0 = 0,7 В , Rl = 6 кОм (получено измерением, см. рис. 1, б). По формуле (5) получаем K и - 4,78. Нагруз­ка R11 - это параллельно соединенные три резистора R 1. Транзистор V 6 может быть КТ603А с коэффициентом h 21Э , равным 10 ; входное сопротивление такого эмиттерного повторителя составит около 20 кОм.

Чтобы не учитывать влияние входного сопротивления эмиттерного повторителя V 6, возьмем резистор R 3 сопро­тивлением 2,2 кОм, тогда из формулы (5) следует, что сопротивление резистора R 2 должно быть 460 Ом.

Для обеспечения номинального напряжения на выходе стабилизатора с учетом падения напряжения на переходе эмиттер - база транзистора V 6 необходимо, чтобы на ре­зисторе R 3 падало напряжение, равное 6,7 В. Для этого нужно установить ток коллектора транзистора V 5, равный 3 мА, подав на его базу напряжение смещения 2,1 В. Падение напряжения на диодах VI ..УЗ составит 2,1 В, поэтому сопротивление R 1 - 0. Можно использовать любые кремниевые диоды, однако лучше всего подойдут диоды

КД503А, через которые потечет стабильный ток стока поле­вого транзистора V 4. Наиболее подходящим является тран­зистор КЛ302А с начальным током стока I со =10 мА . Напряжение питания стабилизатора U a выбирают на­столько большим, чтобы все транзисторы работали в актив­ной области. Для этого необходимо выполнить условие

U n > kU Kn + I к (R, + R 3), (6)

где U Kn - напряжение насыщения транзистора V 5 при за­данном I к, к - коэффициент запаса (1,5…2,0).

Для нашего примера U a должно быть больше 8,13 В. Выберем 9 В. На этом расчет стабилизатора заканчива­ется.

Управлять временными характеристиками импульсных устройств рассмотренного типа можно путем замыкания части тока i 0 на общий провод. Ток i 1 , заряжающий кон­денсатор С1, уменьшается на значение отводимого из точ­ки b тока i 2 . Тогда, воспользовавшись формулой (2), пре­образованной в формулу

где i 1 - ток, заряжающий конденсатор С1, получим упро­щенное выражение для зависимости времени задержки фронта от тока, замыкаемого на общий провод:

В устройстве задержки фронта импульса по схеме рис. 9 время задержки управляется напряжением, подаваемым на модулирующий вход. Это напряжение может быть как постоянным (медленно изме­няющимся), так и пульси­рующим.

Токоотводом служит транзистор VI , ток через ко­торый определяется управ­ляющим напряжением и но­миналами резисторов R 1, R 2. Резистор R 1 играет роль ограничителя тока базы (Транзистора VI . Резистор R 2 влияет на линейность моду­ляционной характеристики и на динамический диапазон управляющих напряжений.

Рис. 9. Схема устройства задерж­ки фронта импульса с модулятором времени задержки

Ток i 1 ограничивается требован-ием обеспечения работы транзистора V 8 в ключевом режиме. Практически это озна­чает, что

i 1 макс = i 0 - i бн . (9)

Здесь i 1 m акс - максимальное значение отводимого тока, f c н - ток насыщения базы транзистора V 8, равный

Рис. 10. Функциональные схемы устройств задержки фронта им­пульса с различными способами модуляции времени задержки: а - управляющим напряжением; б - управляющим током

Из формул (9) и (10) определяется максимальное зна­чение отводимого тока:

(11)

Для микросхем серии К217 i 1макс =0,8б мА. По известно­му значению максимально отводимого тока можно рассчи­тать токоотвод.

Модуляция управляющим напряжением в устройстве по схеме на рис. 10, а осуществляется при сопротивлении R 1=/=О и R 2=/=0. В этом случае разброс параметров тран­зистора практически не влияет на значение отводимого то­ка. При выборе транзистора с коэффициентом h 21Э >10, когда током базы можно пренебречь, расчет модулятора упрощается. В этом случае отводимый ток, приближенно равный току эмиттера, равен

(12)

где U бэ - напряжение база - эмиттер транзистора: для кремниевых транзисторов можно принять: 0,7 В, для гер­маниевых - 0,4 В.

Сопротивление резистора R 2 можно вычислить по фор­муле (12).

При расчете транзистора-токоотвода такого варианта модуляции следует иметь в виду, что при увеличении со­противления резистора R 2 транзистор-токоотвод может ока­заться в насыщении. Это обязательно нужно проверять, исходя из условия (см. рис. 9)

(13)

Модуляция управляющим током по схеме рис. 10, б осуществляется большим сопротивлением резистора R1. В этом случае ток базы транзистора V 2 равен

i 6 =U упр /R 1 , (14)

а ток коллектора V 2, он же и, равен

i 1 = h 21 Э i б . (15)

Из формул (14) и (15) следует зависимость отводимого тока от управляющего напряжения:

Для расчета сопротивления резистора R 1 необходимо в формулу (16) подставить: U упр. = U улР. маК с - максималь­ное значение управляющего напряжения, i 1 = i 1Макс - мак­симальное значение отводимого тока из (11), h 21Э = = h 21эмакс - максимальное значение h 2 i 3 транзистора-токо­отвода.

Но такой способ модуляции обладает существенным не­достатком, связанным с непостоянством тока i 1 из-за раз­броса параметра h 21Э транзистора-токоотвода.

При необходимости температурной стабилизации токо­отводов расчеты ведутся аналогично расчетам температур­ной стабилизации усилительных каскадов.

При использовании рассмотренных способов модуляции временных характеристик импульсных устройств можно конструировать:

преобразователь напряжение - шим (широтно-импульс-ная модуляция) из ждущего мультивибратора или из фор­мирователя импульсов заданной длительности;

преобразователь напряжение - вим (время-импульсная модуляция) из устройств задержки;

преобразователь напряжение - частота. из автоколеба­тельного мультивибратора, но с применением токоотводов в каждом плече мультивибратора.

Эти преобразователи вырабатывают сигналы со спект­ром, ширину которого можно регулировать напряжением. Поэтому они могут найти применение и при конструирова­нии электромузыкальных инструментов.

Описанные импульсные устройства могут быть скон­струированы на логических элементах микросхем ДТЛ серий: К217, К121, К194. Из ТТЛ микросхем можно исполь­зовать серии К133, К155, К158 и другие. От ранее опубли­кованных аналогичных устройств разобранные здесь выгодно отличаются тем, что содержат меньше дискретных компонентов на один логический элемент, а следовательно, налаживание их сокращается до мини­мума.

Понятие о переходных процессах . Электрические цепи реальных радиотехнических схем обычно содержат сопротивления, индуктивности и емкости. В таких цепях связь между напряжением и током имеет сложный характер. Объясняется это тем, что емкость и индуктивность обладают способностью накапливать и отдавать электроэнергию. Этот процесс не может протекать скачкообразно. При изменении напряжения в такой цепи ток изменяется с некоторой задержкой во времени. Эти процессы, связанные с изменением запаса энергии в цепях с реактивными элементами при воздействии импульса, называются переходными.

Действие импульсного напряжения на цепь RС. Предположим, что на входе цеди, содержащей конденсатор С и резистор R (рис, 164, а), действует последовательность прямоугольных импульсов (pиc. 154,б). В момент появления на входе RC цепи переднего фронта импульса в ней потечет наибольший ток I m =U m /R (рис, 154,в).

По мере заряда конденсатора результирующее напряжение в схеме u p =U m -u c уменьшается, соответственно уменьшается зарядный ток t a . Уменьшение тока происходит по экспоненциальному закону, Ток заряда i з создает на резисторе R падение напряжения (рис. 154, г) . С уменьшением тока экспоненциально снижается напряжение на резисторе R . Напряжение на конденсаторе u c по мере

его заряда экспоненциально возрастает (рис. 154, д ) и к некоторому моменту достигает наибольшего значении U m после чего остается постоянным на все время действия плоской вершины входного импульса. Время, в течение которого напряженно на С и R достигает амплитудного значении, зависит от величины сопротивления резистора R и емкости конденсатора С . Чем меньше эти величины, тем быстрее заканчивается переходный процесс.

После спада входного импульса конденсатор разряжается через резистор R . Скорость изменения разрядного тока i p (рис. 164, в) и напряжения u n (рис. 154, г) такая же, как и при заряде, а на выходе формируется задний фронт (спад) импульса. Направление тока и полярность напряжения на резисторе в этом случае станут противоположными.

Оценку длительности переходного процесса ведут с помощью постоянной времени цепи

Рис. 155. Воздействие прямоугольного импульса на интегрирующую цепь:а- схема, б- форма импульса на входе, в - то же, на выходе, г - зависимость формы импульса от соотношения τ 0 /t и

С увеличением τ 0 длительность переходных процессов возрастает.

Практически переходные процессы в схеме закапчиваются по истечении промежутка времени t = (2,3+3) τ 0 .

Форма выходного напряжении зависит от значения τ 0 (рис. 154, г , е , ж). При τ 0 »t и (рис. 154,е) конденсатор за время действия входного импульса не успевает зарядиться, и форма выходного сигнала лишь незначительно отличает-ся от формы входного. С такими параметрами (τ 0 »t и) цепь часто используют в схемах импульсных устройств как разделительную (переходную) между усилительными каскадами. При τ 0 ж).

Как очевидно из рис. 164, а, цепи из элементов RC в различных комбинациях могут быть использованы для преобразования формы импульсов. В зависимости от того, с какого элемента снимается сигнал (с R или С), цепь называют дифференцирующей или интегрирующей.

Дифференцирующие цепи. Цепь, показанная на рис. 154, а называется дифференцирующей, поскольку при τ 0

Пример. Длительность импульса t и =5 мкс. Рассчитать элементы дифференцирующей цепи.

В дифференцирующей цепи τ 0 ≪t и. Примем τ 0 =RС =0,1 t и =0,1x5=0,5 мкс, т. е, t и ≫3 τ 0 . Задаемся величиной R =10 кОм, тогда емкость

Интегрирующие цепи. Если в цепи RC выходное напряжение снимается с емкости (рис. 155, а), то при τ 0 ≫t и выходной сигнал пропорционален интегралу от входного, и такая цепь называется интегрирующей. Если постоянная времени RC цепи выбрана равной или больше длительности прямоугольного импульса (рис. 155,б) напряжения на входе (τ 0 ≫t и), то на выходе RC цепи возникает импульс с растянутым фронтом и спадом (рис. 155, в). При воздействии на вход такой цепи кратковременного импульса напряжения на выходе образуется более широкий импульс.

Интегрирующие цепи применяют для увеличения длительности импульса. Кроме того, их используют в схемах генерирования пилообразного напряжения, селекции импульсов по длительности и т.д. Чем больше то при неизменной длительности входного импульса t и, тем больше растянут импульс на выходе (рис. 155, г). Амплитуда импульса при этом уменьшается, так как конденсатор не успевает полностью зарядиться за время действия входного импульса.

Дифференцирование и интегрирование может также осуществляться с помощью цепей RL. Поскольку реактивное действие индуктивности противоположно емкости, то в RL - цепях при дифференцировании выходной сигнал снимается с индуктивности (рис. 156, а), а при интегрировании - с резистора (рис. 156, б). Цепи RL применяют сравнительно редко, так как они содержат дорогую моточную деталь.

Оценку параметра задержки, не управляемую решениями, можно получить путём усреднения отношения правдоподобия с учётом ФПВ информационных символов для получения . Затем или дифференцируется по для получения условия для МП оценки .

В случае двоичного (базового) AM, где с равной вероятностью, усреднение по данным дает результат

(6.3.7)

как раз такой, как в случае оценивания фазы. Поскольку для малых , квадратичная аппроксимация

(6.3.8)

предназначается для низких отношений сигнал/шум. Для многоуровневой AM мы можем аппроксимировать статистику информационных символов гауссовской ФПВ с нулевым средним и единичной дисперсией. Когда мы усредняем по гауссовской ФПВ, то получаем идентично в (6.3.8). Следовательно, оценку можно получить дифференцированием (6.3.8). Результат является аппроксимацией для МП оценки времени задержки без управления решениями. Производная от (6.3.8) приводит к результату

(6.3.9)

где определено (6.3.5).

Реализация отслеживающей петли, основанная на вычислении производной согласно (6.3.9), показана на рис. 6.3.2.

Рис.6.3.2. МП оценивание времени задержки для базового сигнала АМ, не управляемое решениями

Альтернативно реализация отслеживающей петли, основанная на (6.3.9), иллюстрируется на рис. 6.3.3. В обоих структурах мы видим, что суммирование служит петлевым фильтром, который управляет ТУН. Интересно отметить сходство таймерной петли на рис. 6,3.3 и петли Костаса для оценивания фазы.

Рис.6.3.3. Оценивание времени сдвига без обратной связи по решению для АМ в базовой полосе частот

Синхронизаторы с окнами на задержку-опережение . Другой оцениватель времени задержки, не управляемый решениями, использует симметричные свойства сигнала на выходе согласованного фильтра или коррелятора. Чтобы описать этот метод, рассмотрим прямоугольный импульс, показанный на рис. 6.3.4 (а). Выход фильтра, согласованного с получает свое максимальное значение в точке , как показано на рис. 6.3.4 (b). Таким образом, выход согласованного фильтра является временной функцией корреляции импульса . Конечно, это положение справедливо для произвольной огибающей импульса, так что подход, который мы опишем, применим в общем к произвольному сигнальному импульсу. Ясно, что хорошая точка для взятия отсчёта на выходе согласованного фильтра для получения максимального выхода – это , т.е. точка на пике корреляционной функции.

Рис.6.3.4. Прямоугольный импульс сигнала (a) и выход согласованного с ним фильтра (b)

В присутствии шума идентификация пикового значения сигнала в общем случае затруднена. Допустим, что вместо стробирования сигнала в точке пика мы берём отсчёт раньше (в точке ) и позже (в точке ). Абсолютные значение ранних отсчётов и поздних отсчетов будут меньше (в среднем в присутствии шума), чем абсолютное значение в пике . Поскольку автокорреляционная функция четна относительно оптимального времени взятия отсчётов , абсолютные значения корреляционной функции в точке и равны. С учетом этого условия хорошая точка отсчёта - средняя точка между и . Это условие образует основу синхронизатора с окнами на задержку-опережение.

Рисунок 6.3.5 иллюстрирует блок-схему синхронизатора с окнами на задержку- опережение. На этом рисунке корреляторы используются вместо эквивалентных согласованных фильтров. Два коррелятора интегрируют по символьному интервалу , но один коррелятор начинает интегрирование на секунд раньше относительно оцениваемого оптимального времени отсчёта, а второй интегратор начинает интегрирование на секунд позже относительно оцениваемого оптимального времени отсчета. Сигнал ошибки формируется путем взятия разности между абсолютными значениями выходов двух корреляторов. Чтобы сгладить влияние шума на отсчёты сигналов, сигнал ошибки пропускается через фильтр нижних частот. Если время отсчёта отличается от оптимального времени отсчёта, усредненный сигнал ошибки на выходе фильтра нижних частот не равен нулю, и таймерная последовательность смещается в сторону отставания или опережения, в зависимости от знака ошибки. Таким образом, сглаженный сигнал ошибки используется для управления ТУН, чей выход является желательным таймерным сигналом, который используется для стробирования. Выход ТУН также используется как таймерный сигнал для генератора символьного сигнала, который выдает ту же базовую форму импульса, что на выходе фильтра передатчика. Эта форма импульса смещается во времени на в сторону опережения и отставания, и полученные образцы ожидаемого сигнала поступают на два коррелятора, как показано на рис. 6.3.5. Заметим, что, если сигнальные импульсы прямоугольные, нет надобности в генераторе сигнального импульса внутри отслеживающей петли.

Рис.6.3.5. Блок-схема синхронизатора с окнами на задержку-опережение

Мы видели, что синхронизатор с окнами на задержку-опережение имеет в своей основе систему замкнутого петлевого управления, чья полоса относительно узка по сравнению со скоростью передачи символов . Полоса петли определяет качество оценки времени задержки. Узкополосная петля обеспечивает большее усреднение по аддитивному шуму и, таким образом, улучшает качество оцениваемых отсчётных величин в предположении, что время распространения в канале неизменно и таймерный генератор на передаче не дрейфует со временем (или дрейфует очень медленно во времени). С другой стороны, если время распространения в канале меняется со временем и (или) таймер передатчика также дрейфует со временем, тогда полосу петли следует увеличить, чтобы обеспечить отслеживание быстрых изменений во времени параметров синхронизации.

В устройствах отслеживания два коррелятора эффективно взаимодействуют при соседних символах. Однако, если последовательность информационных символов имеет нулевое среднее, как в случае с AM и при других видах модуляции, вклад в выходы корреляторов от соседних импульсов усредняется до нуля в фильтре нижних частот.

Эквивалентная реализация для синхронизатора с окнами на задержку-опережение, которая несколько проще в реализации, дана на рис. 6.3.6. В этом случае таймерный сигнал от ТУН опережает и запаздывает на , и эти таймерные сигналы используются для стробирования выходов двух корреляторов.

Синхронизатор с окнами на задержку-опережение, описанный выше, является оценивателем задержки сигнала, не управляемым решениями, который аппроксимирует максимально правдоподобный оцениватель. Это утверждение можно продемонстрировать путём аппроксимации производной от логарифма функции правдоподобия конечной разностью, т.е.

(6.3.10)

Рис.6.3.6. Блок-схема синхронизатора с окнами на задержку- опережение–альтернативный вариант

Если подставим выражение до из (6.3.8) в (6.3.10), получим следующую аппроксимацию для производной:

(6.3.11)

Но математические выражения (6.3.11) принципиально описывают преобразования, выполняемые синхронизатором с окнами на задержку-опережение, иллюстрируемые на рис. 6.3.5 и 6.3.6.

ОП ИСАНИЕ

ИЗОБРЕТЕНИЯ

Союз Советских

Социалистических

Государственный комитет

СССР по делам изобретений и открытий

А.В. Козлов (71) Заявитель (54) УСТРОЙСТВО ЗАДЕРЖКИ ПРЯМОУГОЛЬНЫХ ИМПУЛЬСОВ

Изобретение относится к измери- . тельнОй и вычислительной технике и может быть использовано, в частности, в экстремальных корреляционных системах для определения скорости передвижения, в корреляционных расходомерах, в импульсных устройствах автоматики.

Известно устройство задержки импульсов, содержащее генератор импульсов, входной управляющий триггер, элемент И, управляемый делитель частоты (1 j.

Недостатком устройства является то, что при задержке импульсов не сохраняется их длительность.

Известно также устройство задержки импульсов, содержащее генератор импульсов, три элемента И, два управляющих триггера, реверсивный счетчик, управляемый делитель частоты, дешифратор нуля f 2 .

Однако устройство имеет достаточно сложную схему управления из-за применения реверсивного счетчика.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является устройство задержки прямоугольных импульсов, содержащее генератор импульсов, регистр времени задержки,уп-, равляемый делитель частоты, состоящий из двоичного счетчика., схемы сброса и записи и двух элементов И, 5 первые и вторые входы которых соединены соответственно с выходами регистра времени задержки и первым выходом схемы сброса и установки, а выходы элементов подключены к установочным S-входам счетчика, первые и вторые элементы И и RS-триггеры, двоичный счетчик и схема сравнения, выход которой подключен к входам сброса RS-триггеров, а ее входы сое динены с информационными выходами двоичного счетчика и управляемого делителя частоты, выход которого соединен с установочным входом второго

RS-триггера, выход которого подключен к входу схемы сброса и записи и является выходом устройства, генератор импульсов через первые входы элементов И подключен к управляющим входам двоичного счетчика и управляемого делителя частоты, соответственно, входы сброса которых соединены с вторым выходом схемы сброса и записи, источник входного сигнала подсоединен к второму входу второго элемента И и к установочному входу первого R5, -триггера, выход которого сое1003321 динен со вторым входом первого элемента И (3).

Недостатком устройства является то, что оно не обеспечивает задержку входного импульса в случае, когда время между окончанием предыдущего входного импульса и началом следующего импульса меньше времени задержки, так как при этом условии устройство еще не сформировало задержанный предыдущий импульс и поэтому не может принять следующий входной импульс. Действительно, если формирование предыдущего задержанного импульса не окончено, то при поступлении на вход устройства следующего импульса он не изменит состояния первого ВБ-триггера, так как последний уже находится в состоянии "1", но откроет второй элемент И. При этом. в двоичный счетчик поступит от гене- Щ ратора количество импульсов, пропорциональное длительности этого входного импульса. Код двоичного счетчика станет пропорционален сумме длительностей предыдущего и последующе- 75 го входных импульсов,т.о. длительность сформированного:;ыходного импульса будет равна суммарной длительности, что является нарушением работы устройства задержки. Задача задержки импульсов с переменной длительностью при описанном выше условии возникает в экстремальных корреляционных системах измерения скорости, в корреляционных расходомерах и других импульсных устройствах. Названные устройства синхрониэируются перестраиваемой тактовой частотой.

В каждом такте формируется только один прямоугольный импульс, длительность которого определяет измеряе- 4О мый параметр в этом такте. Этот импульс требуется задержать на время одного т кта. При этом передний фронт импульса совпадает с началом такта, поэтому, чтобы задержать импульс на,45 такт необходимо и достаточно задерживать только задний фронт импульса, так как его передний фронт связан с началом такта и определяется импульсом тактовой частоты. Время между 50 двумя прямоугольными импульсами. в таких названных устройствах всегда меньше времени задержки, равного переоду тактовой частоты, поэтому ставится задача усовершенствования рас- 55 смотренного устройства задержки прямоугольных импульсов для выполнения указанного требования °

Цель изобретения — расширение функциональных возможностей устройст-6О ва задержки прямоугольных импульсов.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство задержки прямоугольных импульсов, содержащее генератор импульсов, управляемый делитель час- g5 тоты, два элемента И, два RS-триггера, регистр времени задержки, выход которого соединен с информационным входом управляемого делителя частоты, выход генератора импульсов соединен с первыми входами элементов И, выход первого RS-триггера соединен с вторым входом первого элемента И, выход которого соединен с управляющим входом управляемого делителя частоты, а выход второго RS-триггера является выходом устройства, введены коммутатор, формирователь, вход которого является входом устройства, а выход формирователя соединен с входом коммутатора, третий RS -триггер, выход которого подключен к второму входу второго элемента И, элемент ИЛИ, выход которого соединен с R-входом второго RS-триггера, второй и третий управляемые делители частоты, информационные входы которых оединены с выходом регистра времени задержки,выходы первого и второго управляемых делителей частоты подключены к входам элемента

HJIH ooT eT T e o K R-входам первого и третьего RS-триггеров, S-входы которых соединены с соответствующими выходами коммутатора, выход генератора импульсов соединен с управляющим входом третьего управляемого делителя частоты, выход которого подключен к управляющему входу коммутатора и

S-входу второго R 5 -триггера, выход второго элемента И соединен с управляющим входом второго управляемого делителя частоты.

Действительно, введение новых элементов и новых связей позволяет осуществлять задержку прямоугольных имб пульсов на время, равное периоду перестраиваемой тактовой частоты, при этом время между двумя задерживаемыми импульсами меньше времени задержки.

Для исключения влияния последующего импульса на формирование задержанного предыдущего импульса используются коммутатор, два RS-триггера, два элемента И, два управляемых делителя частоты. Коммутатор в каждый такт работы устройства подключает по очередности либо один, либо другой

RS-триггер, поэтому короткий импульс, соответствующий заднему фронту задерживаемого импульса, с выхода формирователя поступает по очереди на указанные RS- триггеры, и задержка импульсов осуществляется по очереди на первом и на втором управляемых делителях частоты. Это устраняет влияние последующего входного импульса на формирование предыдущего задержанного импульса и делает возможным задержку последующего импульса.

На фиг. 1 приведена структурная схема предлагаемого устройства задержки прямоугольных импульсов; на

1003321 фиг. 2 — временные диаграммы, поясняющие работу устройства задержки.

Устройство содержит формирователь

1, коммутатор 2, генератор импульсов

3, R5 -триггеры 4 и 5, элементы И 6 и 7, управляемые делители 8-10 часто- 5 ты, регистр 11 времени задержки, элемент ИЛИ 12, выходной RS-триггер 13.

Вход формирователя 1 является входом устройства, а его выход соединен с входом коммутатора 2, выход которо- 10 (го соединен соответственно с S-входами R5 -триггеров 4 и 5, выход генератора импульсов 3 соединен с управляющим входом управляемого делителя

8 частоты и первыми входами элементов15

И б и 7, выходы которых подключены соответственно к управляющим входам управляемых делителей частоты 9 и

10, выходы которых соединены соответственно с R -входами R5-триггеров

4 и 5 и с входами элемента ИЛИ, выход которого подключен к R-входу

RS-триггера 13, выход регистра 11 времени задержки соединен с информационными входами управляемых делителей 8-10 частоты, выход управляемого делителя 8 частоты подключен к управляемому входу коммутатора 2 и к

5-входу RS-триггера 13, выход которого является выходом устройства задержки.

Формирователь 1 предназначен для формирования короткого импульса, который соответствует заднему фронту входного задерживаемого импульса, Ç5 поступаюшего на его вход. Коммутатор 2 по очереди подключает выход формирователя 1 к S -входам RS-триггеров 4 и 5. Импульсы с генератора 3, проходя через делитель 8, формируют 40 импульсы тактовой частоты, период которой равен времени задержки и определяется кодом регистра 11. Импульсы тактовой частоты подаются на управляющий вход коммутатора и S-вход45

RS-триггера 13, что обеспечивает коммутацию импульсов с выхода формирователя с частотой, равной тактовой частоте, и формирование переднего фронта задержанного импульса íà Выхо-50 де RS-триггера 13 по импульсу такто- вой частоты, т.е. с начала следуницего такта. Делители 9 и 10 формируют импульс, задержанный на период тактовой частоты, элемент ИЛИ 12 осуществляет операцию объединения выходов делителей 9 и 10, поэтому каждый задержанный импульс.с выходов делителей 9 и 10 поступает íà R-âõñä

RS-триггера 13, при этом на его выходе формируется задний фронт задер- 60 жанного импульса.

Устройство работает следующим образом.

Выходные импульсы тактовой частоты, формйрующиеся на выходе делите- g5 ля 8, синхронизируют работу не только устройства задержки, но и всего прибора, в котором используется данное устройство. На вход устройства задержки 1 поступают прямоугольные импульсы, которые необходимо задержать на время одного такта. Передние фронты всех импульсов совпадают с началом тактов, поэтому импульсы тактовой частоты подают на 5-вход RS триггера 13, при этом на его выходе формируются задержанные импульсы,передние фронты которых совпадают с началом тактов. Импульсы с выхода формирователя 1, проходя через коммутатор 2, поочередно, через такт, поступают на S-входы триггеров 4 и 5.

С приходом такого импульса на этих триггерах (поочередно в каждом такте) при помощи элемента И 6 или 7 и делителя 9 или 10 формируются прямоугольные импульсы, длителъность которых равна периоду тактовой частоты, так как коэффициенты деления делителей 8-10 равны и определяются кодом регистра.11 времени задержки. Задние фронты этих импульсов совпадают с выходными короткими импульсами делителей 9 и 10, так как эти короткие импульсы поступают на R-входы RS-триггеров 4 и 5 и устанавливают на их выходах сигнал "0", прекращая.прохождение импульсов с генератора 3 поочередно в каждом такте через элементы

И б или 7 на входы делителей 9 или

10. Импульсы с выходов делителей и 10, проходя через элемент ИЛИ, суммируются и подаются на R -вход RQ— триггера 13, который до прихода этих импульсов в каждом такте находится в состоянии "1" .Поступающие íà R -вход импульсы переводят этот триггер в состояние ".0", формируя задний фронт задержанных импульсов. Таким образом, на выходе RS-триггера 13 формируется последовательность прямоугольных импульсов, задержанная на время одного такта по сравнению с последовательностью входных импульсов.

Пр длагаемое устройство задержки прямоугольных импульсов расширяет функциональные возможности прототипа, обеспечивая задержку импульсов при условии, что время между двумя входными импульсами меньше, чем требуемое время задержки, которое может изменяться с изменением кода регистра времени задержки. Оно может быть использовано в корреляционных измерителях скорости, расхода и других подобных импульсных устройствах ° При этом тактовая частота и генератор импульсов используются для синхронизации работы всего измерителя. Кроме того, схема задержки значительно упрощается, так как устраняются операции измерения, запоминания и восста.новления длительности задерживаемо1003321

Формула изобретения

ro входного импульса. Снижение затрат при использовании предлагаемого устройства в названных измерителях зависит от требуемой точности и дискретности изменения времени, задержки, определяемой количеством разрядов управляемых делителей частоты. В прототипе это требование влияет на количество разрядов двоичного счетчика, в котором фиксируется длительность задерживаемого импульса. Этот счетчик!О со схемой измерения длительности отсутствует в предлагаемом устройстве, которое возможно было бы заменить двумя схемами прототипа с дополнительными элементами в названных изме-15 рителях. Использование этого устройст. ва вместо двух схем прототипа позволяет сократить количество микросхем, что обеспечивает снижение затрат. (Также уменьшается в два раза погреш- gg ность задержки импульса, так как задерживается только задний фронт импульса, а передний совпадает с тактовыми импульсами, поэтому погрешность задержки импульсов опреде" 25 ляется только погрешностью задержки заднего фронта.

Устройство задержки прямоугольных импульсов, содержащее генератор импульсов, управляемый делитель частоты, два элемента И, два RS-триггера, регистр времени. задержки, выход которого соединен с информационным входом управляемого делителя частоты, выход генератора импульсов соединен с первыми входами элементов И, выход первого RS-триггера соединен со 40 вторым входом первого элемента И,выход которого соединен с управляющим входом управляемого делителя частоты, а выход второго k5 -триггера является выходом устройства, о т л и ч а ю— щ е е с я тем, что, с целью расширения функциональных возможностей устройства, в него введены коммутатор, формирователь, вход которого является входом устройства, а выход формирователя соединен с входом коммутатора, третий g5-триггер, выход которого подключен ко второму входу второго элемента И, элемент ИЛИ, выход которого соединен с

A-входом второго R5-триггера, второй и третий управляемые делители частоты, информационные входы которых соединены с выходом регистра времени задержки, выходы первого и второго управляемых делителей частоты подключены к входам элемента ИЛИ и соответственно к R -входам первого и третьего к3-триггеров, 5 -входы которых соединены с соответствующими выходами коммутатора, выход генератора импульсов соединен с управляющим входом третьего управляемого делителя частоты, выход которого подключен к управляющему входу коммутатора и.5-входу второго 95-триггера, выход второго элемента И соединен с управ" ляющим входом второго управляемого делителя частоты.

Источники информации, принятые во внимание при экспертизе

Р 308499, кл. Н 03 К 5/1 3, 1969.

Р 396822, кл. Н 03 К 5/153, 1971.

Р 479234, кл. Н 03 К 5/153, 1973 (прототип).

ВНИИПИ Заказ 1588 44 Ти аж 934 Подписное е

Филиал ППП "Патент", г.Ужгород, Ул.Проектная,4